第三届电子设计创新大会(EDICON)于2018年10月17日至18日在圣克拉拉举行。与会者接受了为期两天的技术讲座，教程和贸易展览，主题重叠RF, SI, PI和EMI。这是一种独特的组合，可以在这些分开的田地之间进行交叉施肥。

像所有的会议一样，这次会议为业内同事提供了一个了解最新技术和彼此职业发展的机会。图1显示了行业专家的一次聚会。

图1所示。一场行业偶像的聚会。从左至右:希拉里·勒斯蒂格、Teledyne LeCroy、埃里克·博加廷、Teledyne LeCroy、伯特·西蒙诺维奇、Lamsim Enterprises、史蒂夫·桑德勒、皮考特、兰森·斯蒂芬斯、Ransom Stephens、Ransom Notes和Janine Love, EDI CON的负责人。

除了了解谁在做什么和了解行业脉搏之外，我参加这类会议是因为我总能学到一些新东西。今年也不例外。以下是我在EDICON 2018上学到的一些东西:

电源完整性会议中常见的主题之一是如何将2端口低阻抗VNA技术推向超低阻抗范围。Cray公司的Brian Hostetler在他的演讲《100 μ m探测方法》中阐述了为什么这是一个重要的测量方法。

在克雷的超级计算机子板中，只有一个VRM在1v电压下为一台设备的导轨提供超过200a的电源。负载阻抗为5mohms。它们的规格是目标阻抗的5%，即250欧姆。这意味着他们需要将PDN阻抗的组成部分测量到250欧姆的一小部分。

史蒂夫·桑德勒(Steve Sandler)和安托·戴维斯(Anto Davis)都使用Picotest，他们发现的挑战是，当电缆在VNA连接在一起时，会产生接地环路。图2说明了这一点。

图2。接地回路连接及其等效电路包括电缆屏蔽层的阻抗，主要由其电阻决定。

典型的2端口测量将包括电缆返回路径的串联电阻。当被测件阻抗非常小，并且在返回端口1接地基准的公共返回路径中存在低电阻时，与被测件无关的附加电流可以在大的并联接地环路中流动。为了获得精确的低阻抗测量，这个共径必须被某种共模扼流圈阻塞。

当在端口2的测量中添加共模扼流圈以防止接地回路电流时，Sandler报告能够测量低至20欧姆的阻抗，如图3所示。

图3。低阻基准的测量阻抗显示为20欧姆。

我很荣幸和Steve Sandler和Larry Smith一起写了两篇关于PDN设计的论文。在我们的第一篇论文《PDN和目标阻抗》中，我们回顾了仅使用简单目标阻抗作为设计PDN规格的三个限制。

第一个问题是它不包括来自VRM的噪声。这将减少噪声范围。其次，PDN中的任何峰值都将导致阶跃电流响应的振铃。一般来说，峰值的阻抗必须接近目标阻抗。最后，如果PDN中存在多个峰值，即使它们都低于目标阻抗，具有正确频率、相位和持续时间序列的周期性电流负载的异常波可能会产生比规范中允许的更多的PDN电压噪声。图4显示了PDN中测量的异常波的示例。

图4。一个由两个连续的PDN峰值激发产生的异常波的例子。峰值电压噪声比单独的任何一波都要大。

在我们的第二篇论文《VRM建模:在三个世界的碰撞中生存的策略》中，我们回顾了VRM的三种流行模型。VRM模型对于模拟整个PDN的阻抗分布非常重要。LRLR模型是最好的折衷方案，作为VRM的简单无源模型，它考虑了直流输出电阻和带有大块电容的阻尼项。

但是，该模型不包括任何关于VRM噪声如何导致模具上瞬态电流产生的自攻噪声的信息。需要一个状态空间的有源模型，该模型既包括VRM的无源阻抗，也包括它可能产生的开关噪声。图5用一个测量的示例比较了这三种模型。如果只有PDN阻抗剖面很重要，RLRL模型是一个很好的折衷方案。

图5。PDN三种阻抗模型的比较及实测实例。简单的RL模型将忽略并联谐振阻尼或VRM的直流输出电阻。

Rogers公司的Al Horn及其同事推出了一种新型材料系统，即具有高磁导率和高介电常数的MAGTREX™555层压材料。该聚合物复合材料的有效ur = 6, Dk = 6，有效折射率为6。除了具有更高的折射率使天线更小之外，它还有一个独特的优势，即基于sqrt(ur/Dk)的阻抗，与自由空间相匹配。这使它成为一个更有效的散热器。

由于其在100mhz区域具有较高的反射指数，可以使贴片天线和滤波器的尺寸与反射指数成反比，从而实现显著的小型化。图6显示了由这种新层压板制成的较小尺寸带通滤波器的示例。

图6。小尺寸过滤器采用新型高通透、低损耗的层压板。

Keysight的HeeSoo Lee提供了另一个在分析过孔特性时使用的指标。虽然我们通常会绘制通孔的回波损耗，但Lee建议在频域使用变换后的输入阻抗。在他的论文《通过z输入阻抗表征和建模》中，他表明，输入阻抗可以立即了解该通道是电感式还是电容式。

Lee表示，频率域的输入阻抗只是嵌入在50欧姆环境中的通孔的另一个度量，就像时域的TDR一样。图7比较了显示输入阻抗的两种不同方式。

图7。在时域和频域显示通孔输入阻抗的两种方式。

在优化通孔特性使其更透明时，使用频域的输入阻抗作为目标可以提供更快的优化通孔设计路径。

来自W.L. Gore的Tom Clupper和他的同事在他们的演讲《毫米波同轴互连的截止频率预测》中，解释了准确模拟同轴传输线的各种模式的关键因素。

我们通常使用同轴电缆的TEM00模式进行信号传播。这个损耗最小。在低频时，这是唯一可以传播的模式。但是，随着频率的增加，TE11模式将是第一个被激发的。从他们的演讲中得到的关键信息是，如果你想模拟这些高阶模式的开始，你必须在模拟的几何结构中引入一些不对称，这将导致信号从对称的TEM00模式耦合到不对称的TE11模式。图8显示了这些模态几何图形。

图8。TEM00和TE11型号的同轴电缆。注意，模拟模态转换需要一个不对称。

在所有真实的电缆和连接器中，微小的制造缺陷提供了刺激模式转换的不对称性。这种模式转换是3.5 mm连接器在充满空气时限制在26 GHz或填充PTFE时限制在18 GHz的原因。

Jay Diepenbrock和IEEE P370规范工作组的同事就P370规范的进展进行了两次总结，并预览了即将发布的一些工具。该规范描述了如何将被测件从夹具-被测件-夹具结构的测量中分离出来。该规范将包括一个用于评估2x直通夹具质量的度量，一个用于比较两个s参数文件(如测量和仿真或原始DUT和去嵌入式DUT)的度量，以及一个用于评估s参数模型质量的度量。这个质量度量将度量s参数文件的被动性、相互性和因果性。

Bert Simonovich在他的论文《高速设计的实用通道建模》中，展示了他如何利用层压板材料和铜箔Rz粗糙度的工程数据表中提供的信息，以及设计的通道几何形状，并准确预测性能。不需要安装和测试票。

结合电介质材料和表面轮廓仪测量的铜箔粗糙度，他的模型计算了堆芯和预浸料的有效Dk，以及电介质和铜的损耗。以FCI ExaMax背板为例，他用数据表信息作为输入，将通道的测量插入损耗与开环模拟插入损耗进行了比较。图9显示了他能够获得的非常一致的结果。

图9。使用数据表信息对长背板互连的测量和模拟插入损耗进行比较。

我在Ansys展台前停下来，从战略合作伙伴关系技术总监Mark Ravenstahl那里了解到最新HFSS版本v19.2中的一个新功能，该功能包含一个混合求解器。这个功能被称为“SIwave中的HFSS区域”。通常，SI波是边界元2.5维解算器。它的强度是可能遇到一些迹线宽度变化或返回路径不连续的全线传输线。

它不能很好地处理3D结构，比如通过场、键合线和封装。通过将这些结构识别为HFSS结构，可以直接在SIwave中完成关键的网络模拟，而SIwave调用HFSS来完成更复杂的三维结构。

例如，在如图10所示的网络中，在均匀传输线的两端都有封装场和通道场，求解器将自动选择HFSS模拟三维区域的s参数，并使用SIwave对均匀区域进行模拟。这提供了精度和计算时间之间的最佳平衡。

图10。顶部:连接到via字段的复杂跟踪。下:与单纯SI波和新型混合求解器的仿真结果比较。HFSS从通孔场预测了3ghz以上更高的回波损耗。

Samtec的新产品信号完整性工程师Steve Krosswyk向我展示了一个背板，如图11所示，运行速度为2.2 Tbps，使用80个通道，每通道28gbps NRZ。这台背板从早上开机到现在已经连续运行了4个小时左右。超过5000太字节的数据在回路中无差错地传输。

图11。顶部:2.2 Tbps背板在每通道28gbps NRZ下运行。请注意，对于底部图中的一些长板内互连，使用飞越电缆。

很少有一个会议将射频、SI、PI和EMC应用元素集中在一个屋檐下。由于这些领域在许多应用程序中混淆在一起，因此这些通常独立的领域之间的交叉施肥将是EDICON会议的一个有用功能。

本次会议的部分论文将在未来几个月的SI期刊上重印。