为什么我们在乎损失

在数据速率超过10 Gbps时，信道损耗将主导性能，并通常决定信道是否可接受。这就是为什么能够将层压板属性转化为精确的模拟是如此重要，以及为什么这个主题是特别的重点高速数字研讨会在即将到来的2017波士顿EDI CON．

用于测量信道损耗的一种流行技术是构建一个简单的测试券，设计用于用VNA测量。这意味着有一个2x直通结构去嵌入发射和差分对跟踪的统一区域。

2端口还是4端口?

这种方法的一个挑战是测量差分对需要4端口VNA或TDR。这比测量只需要2端口VNA或TDR的单端跟踪要昂贵得多。单端测试券是否与差分对测试券测量相同的损耗?

我的第一反应是，在微带结构中，没有。毕竟，在微带中，走线越近，空气中的场线越多，介质损耗越低。然而，如果你担心在多gbps状态下微带线的损耗，你首先应该担心的是更严重的问题，比如远端串扰。这几乎是一个有争议的问题。

但是在带状结构中呢?单端迹线测量的总损耗是否与紧耦合差动对相同?这种差异是否值得4端口测量的额外成本?在阅读之前，花几分钟时间做一下自己的分析。

差动对中的总损耗

在没有耦合的情况下，差分对的差分插入损耗与任意一条线路的单端损耗完全相同，前提是两条线路完全相同。这很容易从差分插入损耗和各种单端s参数之间的关系中看出:

当耦合S41和S23为零，因此它们是不耦合的，则SDD21 = S21。这意味着，如果我们测量SDD21，我们可以通过使用不耦合的差分对来获得单端性能。这使得比较不同的配置更容易。

为了探讨非耦合差分对是否与紧耦合差分对具有相同的损耗，我使用了Polar Instruments SI9000，最容易使用的二维场求解器，还包括频率相关的介电特性和频率相关的导体损耗。在引擎盖下，求解每个频率下的安培方程，计算各导体迹线中的电流分布以及耦合对串联电阻和导体损耗的影响。

模拟全损

第一步是模拟非耦合差分对中有损耗信道的总损耗。这种配置的SDD21将是单端插入损耗。图1显示了该通道的横截面和参数。我选择了5 mil宽的线，0.5 oz铜，大约100欧姆差分阻抗，50欧姆单端阻抗，间距为线宽的10倍，1英寸长。我使用FR4参数Dk = 4和Df = 0.02，并使用因果介电模型。

图1。设置为未耦合的100欧姆差动对。

设计的微分阻抗为98.45欧姆，接近100欧姆的目标。

我向我的学生灌输了规则#9:在没有事先预测结果的情况下，永远不要做模拟。作为一个粗略的经验法则，像这样的有损耗信道中的衰减应该是0.1到0.2 dB/inch/GHz。当我们把构成微分对的直线拉近会发生什么?

如果所有其他参数保持不变，我们将期望差分阻抗下降，因为耦合增加，这降低了奇模阻抗。对于一阶，我不期望介电损耗发生变化，因为场看到相同的材料分布独立于它们的模式。导体损耗会发生变化吗?

信号导体中的电流分布确实会发生一点变化。当迹线不耦合且相互独立时，信号路径中的电流分布在信号迹线中是对称的，并在顶部和底部返回平面上分布大约3个线宽。

当迹线靠近在一起时，信号路径中的电流分布将重新分布，在它们的内边缘有更高的密度。这会增加一点串联电阻。

但是，两条线在两个平面内的回流电流会有少许重叠，从而减小回流路径的串联电阻。这就是我的直觉。我不知道哪个效应会占主导地位，或者这两个效应是否会抵消，串联电阻没有变化。这就是为什么我们使用模拟器，作为我们的“虚拟原型”。

单端或紧密耦合

使用Polar Instruments SI9000工具，我们模拟并导出了两种情况下的4端口s参数:不耦合，表示单端情况，和紧耦合差分对，间距等于线宽。然后，我把这两个试金石文件放入我最喜欢的免费s参数分析工具中，QUCS，并比较它们的差分插入损耗。图2显示了从单端.s4p文件中提取并绘制SDD21项的简单电路。

图2。将两个测试用例的差分插入损失拉入QUCS并绘制。

我们预计衰减约为0.1至0.2 dB/inch/GHz。两条痕迹都是1英寸长。在10ghz时，我们看到衰减约为0.15 dB/inch/GHz，正好在我们预期的范围内。这是一个重要的一致性测试。

这两种情况有区别。紧密耦合的轨迹(红色)比未耦合的情况(蓝色)具有更高的损耗，并且具有波纹。波纹，当然，是由于阻抗不匹配。当迹线靠近时，差分阻抗从98.5欧姆下降到86.8欧姆。

这种与100欧姆端口的阻抗不匹配，会导致波纹。通过改变端口阻抗以匹配线路，我们可以消除这种伪影并查看信道衰减，这是信道损耗的固有度量。图3显示了两个通道的插入损失，端口阻抗匹配线路的微分阻抗。开云体育官网登录平台网址仍然有轻微的区别，紧耦合通道比单端线路显示出更多的损失。

图3。左:端口阻抗与差分阻抗匹配时的本征差分插入损耗。右:导体损耗关闭时，只显示介电损耗的影响。

我们期望在两种情况下介质损耗没有差异。为了证实这一点，我通过将铜的电导率提高10,000倍来关闭导体损失。图3中的第二个图显示，在单端和紧密耦合的情况下，介质损耗的衰减是相同的，正如预期的那样。这表明这种差异是由于电流分布和导体损耗造成的。

为了确认这一点，我通过使耗散因子为0.0001来关闭介质损耗，并重新模拟了两种情况。图4证实，在紧耦合差分对的情况下，仅由导体损耗引起的插入损耗略高于不耦合的情况。来自两个迹线接近的较高电流密度的影响主导了平面内回流电流的少量抵消。

图4。仅在紧耦合(左)和间距为线宽2倍(右)的情况下，导体损耗对差分插入损耗的影响。

通过计算这两种情况之间的差异，与单端情况下的衰减相比，我计算出仅由导体损耗造成的损失增加百分比，如图4所示。在这种最坏情况下，导体损耗要高出12%左右。在低介电损耗系统中，导体损耗占主导地位，从单端迹线测量的损耗可能比紧耦合差分测试模式显示低12%的损耗。这是一个显著的区别。

对开头提出的问题的答案是肯定的，即使是在带状线中，与紧耦合测试模式相比，单端测试模式提取的损失可能高达12%。如果12%的提取损耗精度很重要，那么使用差分对结构的4端口测量可能是值得的。

但如果损失对您如此重要，也许您应该考虑使用松散耦合的微分对。这将使相同阻抗的线更宽，作为紧密耦合的情况下，和接近的影响，更高的电流密度将更小。

为了测试这一想法，我重新模拟了导体损耗，对中的两条线之间的间距为10密耳，是线宽的2倍。图4还显示了这三种情况下端口归一化差分插入损失的比较。

在保持线宽不变的情况下，从不耦合到紧密耦合的导体损耗增加12%，当从不耦合到间距等于线宽的2倍时，导体损耗增加约1%。

结论

如果您的通道使用紧密耦合的迹线，您可能应该在优惠券中使用紧密耦合的差分对测试模式来提取损耗，以便捕获更准确的导体损耗贡献值。你可能不得不咬紧牙关，支付4端口VNA或TDR的费用。

但是，如果损耗对您如此重要，您可能应该考虑使用松散耦合的差分对迹线，其间距为线宽的两倍。这使得对于相同的阻抗使用更宽的迹线，减少了导体损耗，并减少了电流拥挤效应，进一步减少了导体损耗。

如果电路板中的差分对松散耦合，单端测试模式将给出差分通道1%内的损耗测量值。4端口测量的额外成本可能不值得。

那么，您应该在测试优惠券中使用差分对并支付4端口测量费用，还是使用单端测试线并仅支付2端口测量费用?

就像所有的信号完整性问题一样，答案是“视情况而定”。但通过输入数字，我们能够回答这个“视情况而定”的问题，并评估它取决于什么。