如何设计可预测的PCB或包装互连运行在几十Gbps?适当识别的电介质和导体粗糙度模型，已知的制造商几何调整，适当验证的仿真工具-这些都是必要条件。一个经常被遗忘的必要条件是本地化属性:为了可预测，互连链路的所有元素必须本地化到目标频率!本文介绍并说明了用Simbeor太赫兹软件中的Trefftz有限元求解器计算的功率流密度的局部化概念。

理想情况下，所有互连都应该看起来像具有指定特性阻抗的均匀传输线(或波导结构)。在现实中，互连链路通常由不同类型的传输线(微带、带线、共面、同轴等)和它们之间的过渡组成，如过孔、连接器、分岔等。传输线可能相互耦合，造成串扰。由于信号导体和参考导体的不连续，跃迁可以反射和辐射能量。串扰、反射和辐射会导致不必要的、有时不可预测的信号退化。

如果对迹线或过孔跃迁的分析可能与电路板的其余部分隔离，直到目标频率，则该结构称为本地化(详见应用程序注释#2009_05和#2013_05)http://www.simberian.com/AppNotes.php)．这意味着对信号和回流电流的所有重要贡献，以及它们相关的功率流都局限于分析中包含的几何区域。如果返回电流或信号功率的一小部分流出所分析的几何结构，则问题不是局部的，并且模拟结果不准确。

行为依赖于其他结构和板上几何结构的结构称为未本地化结构，它们通常不应用于多千兆级互连。非局部化结构的例子有耦合的走线、参考面彼此不连接的条带线、穿过参考面间隙的走线，以及带有大量、没有或数量不足的拼接过孔的过孔(连接所连接走线的参考面的过孔)。非局部结构的分析通常只在布局后阶段进行，并进行了大量的模型简化，从而降低了较高频率下的精度。

要设计可预测的互连，必须只使用局部化结构-这是设计成功的最重要因素之一．对于条带线(两个参考导线)和过孔线(两个或更多参考导线)，定位总是带宽有限。

定位不仅对精确仿真很重要，也是一种良好的工程实践。设计具有本地化属性的互连意味着它们不会与电路板的远程功能交互。这导致更可预测和健壮的互连，特别是对于更高带宽的应用。

你如何估计一个过渡的局部化性质?

一种方法是在不同边界条件下对结构进行电磁分析，或者在不改变相位参考平面的情况下简单地改变模拟区域大小，并评估计算得到的s参数的差异。如果差异很小，结构可能被认为是局部化的，适合最终设计App note #2013_05)．或者，您可以计算和绘制功率流密度，并从字面上看到信号在空间中的定位，如图所示。

首先，让我们通过一个简单的例子来熟悉功率流密度的概念，并与带状线结构的电路理论进行类比:

电路理论中的电压对应于模态电场强度e。电路理论中的电流对应于模态磁场强度h。电场和磁场强度的叉积是功率流密度的矢量(或Poynting矢量)，单位为瓦特/米^2。它是在1秒内通过空间单位面积传递的能量。当我们观察功率流密度矢量时，我们基本上可以看到信号的能量在空间中的轨迹或通孔周围的位置。通过条形线横截面的总功率对应于相应输电线路模型中的功率流，等于电压和电流的乘积。

为了理解定位概念，了解信号能量实际上分布在互连结构的每个元素周围的空间是非常重要的。以条形线中主要准瞬变模在4个频率下的功率流密度为例:

该带厚1.2 mil，宽7 mil，均质介质，Dk=3.76，损耗正切= 0.006 @ 1 GHz，平面厚0.77 mil，间隔17.2 mil, 1v激励和50欧姆端子。

功率流密度由导体外沿t线(进入图中)方向的矢量描绘。向量的大小用dB表示，从0(红色)到-60 dB(蓝色)。请注意，功率流的大小是用dB刻度彩色编码的。在功率流中，-3 dB的下降是0.5的因子，-20 dB的下降是0.01的因子。红色表示大部分功率是在靠近信号线的传输线流下的，但其精确分布取决于频率。

我们可以观察到，最大功率密度在低频率时均匀分布在带材周围，而在高频率时则集中在带材边缘附近。我们还可以看到，信号的功率在条带周围迅速下降到-50 dB(下降0.00001倍)。我们可以说，如果该区域没有显著的功率流(例如，没有耦合到其他条带)，结构是很好的本地化。

然而，局部化是由介质的均匀性和带材的均匀性决定的。如果不满足这些条件(PCB互连通常不满足这些条件——介质不均匀，制造过程变化很大)，准TEM模式的能量可以转化为由上下平面形成的平行板波导的主导TEM波。这是模式转换的一种形式。在传输线的TEM模式下传播的一些信号可以通过不对称和不均匀性转换为平行板波导模式的TEM模式。为了避免这种模式转换，应沿较高频率的迹线使用连接平面的拼接孔。

在感兴趣的最高频率下，拼接孔之间的距离应该小于介电介质波长的一半-这可能是很多额外的通孔。如果拼接孔不能保证参考平面的等电位，很容易破坏条形线的定位。结果是沿迹线的信号能量泄漏(可以在TDR上观察到阻抗平坦或下降)。由于相互作用，这是双向的-当条带线中的两个平面是不同的电压时，配电网络的能量可以耦合到迹线，如果它没有与拼接孔局部化。

现在让我们看一下通孔中的功率流密度。由Marko Marin设计的EvR-1板上的一个链路，在我们获奖的DesignCon2018论文中描述，M. Marin, Y. Shlepnev“40 GHz PCB互联验证:期望与现实”中有两个单端通孔，专门用于测试本地化的重要性。其中一个通孔在距离信号通孔约30mil处有两个拼接孔，另一个在附近没有拼接孔，如下图所示:

具有两个相邻返回通孔的通孔被局部化，而没有相邻返回通孔的信号通孔未被局部化。

我们使用“沉或游”公式进行基于以下组件的可预测互连设计:互连几何调整+确定的材料模型+验证软件->可预测的互连．有了这三个组件，我们就能够可靠地预测EvR-1板上大多数互连结构的行为，而无需对28-30 Gbps NRZ信号进行额外的调整或校准。

然而，对于上述非局域化通道的结构，测量相关性分析仅在约5 GHz范围内是可接受的。非局部定位使其可以预测只有3-5 Gbps数据速率的信号。下面所示的TDR图显示了测量中的巨大差异，以及没有拼接孔的单孔位置的模型。我们可以在via位置看到一些振荡。这意味着该通孔耦合到由平行平面和多个远距离通孔围绕道形成的谐振腔。

为了了解耦合是如何发生的，让我们使用功率流密度可视化。单板底部的微带线接口连接1v信号源。微带和带线端口均以50欧姆终止。正如我们所看到的，来自底部微带线的功率并没有一直传递到INNER1层的微带线-一些能量被辐射到如下所示的5 GHz的平面间区域(功率流密度的峰值):

该模型在模拟域的外部边界上采用吸收边界条件;它吸收了平行平面波的能量。例如，这里是参考平面GND7和GND8之间发生的事情的特写-功率在反垫区沿通孔流动，并在平行平面之间主要向外流动，并在外部边界被吸收:

在现实中，注入到平面间区域的能量并没有完全消失。它可能从通孔形成的栅栏反射回来，并以上述TDR上观察到的振荡的形式返回到信号通孔(耦合到由远距离拼接通孔形成的空腔)。这种通孔的行为只能在布局后的分析中进行预测，计算成本很高(模拟面积大)，或者采用简化的全板模型，模型精度会大幅下降。更简单、更健壮、更可预测的设计是本地化!

这个链接中的第二个通孔是为了看看在距离信号通孔约30密耳处放置2个拼接通孔的效果。这个通道的TDR相关性是可以接受的，让我们看看功率在不同频率下是如何沿着该结构传播的:

仅仅是两个设计合理的缝合孔就能产生多大的不同!单通孔的定位带宽扩展到15-20 GHz。在这种情况下，局部化从大约20 GHz开始逐步退化-这意味着该通道与平行平面结构耦合，具有我们对单个通道观察到的所有不可预测的后果。如果我们想把频率范围进一步扩大到50-60 GHz呢?对于一般的单端通孔来说，这是一个非常困难的任务。让我们仔细看看下图所示的17个拼接孔的单通孔发射本地化到约60 GHz的例子:

这种通过过渡是由Scott McMorrow为我们的材料模型识别项目之一设计的，报告在D. Dunham, J. Lee, S. McMorrow, Y. Shlepnev, 2.4mm设计/优化与50 GHz材料表征，DesignCon2011。它也在演示视频# 2018 _01(演示视频#2016_01和#2018_01使用功率流密度通过数字和定位来说明拼接的效果)。

总结与结论

最重要的是，模拟一个与电路板其他部分隔离的链路的可能性，或本地化，可能是设计可预测互连的最重要、最必要的条件。只有行为可预测到目标频率的结构才能用于设计数十Gbps数据速率的链路。缝合孔的紧密度应测量相对于波长。只要距离不超过目标频率波长的四分之一，就可以认为缝合过孔是近的。缝合孔的数量也很重要。在大多数实际情况下，如果不进行局部化，就无法准确地模拟互连。如果互连的行为无法预测，结果是不确定的:它可能工作，也可能失败!