移动电子设备中的RFI和接收机灵敏度分析

在开发智能手机和平板电脑等移动设备时，接收机灵敏度和天线噪声耦合是两个主要问题。接收机灵敏度下降的原因有很多。然而，大多数情况下，它们是由于印刷电路板(PCB)图案上的数字信号谐波产生的噪声，这些谐波与天线耦合。本文提出了一种预测天线耦合噪声和天线密度的方法。该方法通过三维电磁模拟移动设备的相对耦合能级来实现。

在电磁模型中假设线性介质为时不变，天线系统的互易原理成立。它意味着天线作为发射机或接收机工作得一样好，具体来说，天线的辐射和接收模式是相同的。因此，通过考虑磁场(H)图，并假定天线为噪声源，估计信号对天线的干扰。

系统内电磁兼容(EMC)或射频干扰(RFI)是现代电子学中具有挑战性的问题。在开发智能手机和平板电脑等移动设备时，接收机灵敏度和噪声与天线的耦合是两个主要问题。手机天线及其接收器组成了一个射频模块，如果没有附近电子设备的干扰，该模块可以检测到200khz带宽内-120dBm的微弱信号。而智能手机的时钟频率可以达到GSM880-1800，蓝牙和Wi-Fi频段(如图1a所示)。谐波和数据信号耦合到天线和去敏化(desense)射频系统，从而降低通信质量。

Desense表示由于设备内的噪声而导致的接收机灵敏度的退化。它限制了接收器检测低电平信号的能力，从而降低了总体范围和数据速率。图1b描述了通信系统的典型场景，其中接收器的灵敏度受到一些设备内组件的影响。

图1。a):移动设备中无线通信的频段;b):移动电话系统的典型RFI和desense机制

接收机灵敏度下降的原因有很多。大多数情况下是由于印刷电路板(PCB)图案上的数字信号谐波产生的噪声，这些谐波与天线耦合。例如，最近在高端智能手机中引入的USB 3.0[1]具有非常高的数据速率(3.1版本为5Gbps和10Gbps, Nyquist频率分别为2.5 GHz和5GHz)。

这些高数据速率涉及时钟和数据信号，具有非常快的转换时间，在数百皮秒或更低的范围内，引入高辐射场。这种影响被使用连接器和柔性的复杂子电路进一步放大，这些子电路就像天线一样，传播不必要的频率和噪音。

在更复杂的场景中，当连接外部设备时就会出现问题。这使得事情变得非常难以分析，因为通常外部设备只能被视为智能手机设计者的黑盒子。

此外，USB并不是唯一可以用于RFI和desense的接口。内存接口，SD卡时钟信号，传感器，摄像头和显示器只是一个小的选择。即使低速信号(例如USB 2.0)也会产生RFI问题。因此，遵循最佳实践设计指南并不总是足以降低RFI风险。

干扰噪声源可能通过传导或辐射耦合或同时通过传导或辐射耦合将不利噪声引入附近的无线模块。由于数字噪声覆盖的频率范围很广，我们在图2中说明了噪声源和受害者之间的三种潜在耦合机制:传导耦合、串扰耦合和辐射耦合。

图2。噪声源和受害者之间的耦合机制

总各向同性灵敏度(TIS)[2]是用于估计天线灵敏度退化的一个重要性能指标。考虑数字耦合噪声的TIS计算公式为:

KTB是热噪声，RF路径损耗代表手机天线端口和调制解调器输入之间的损耗，NF和SNR是射频组件(如PAM和手机的收发器)的噪声值和信噪比。所包含的耦合噪声Tnoise是典型的主导因素。

在[2]中介绍了一种计算移动电话TIS的仿真程序。然而，作者做了很少的假设:1)一个主要的攻击者正在降低TIS性能，由于一定的数字谐波和2)噪声是通过空气引导到天线。这意味着只考虑辐射场。

如今，移动设备中的大多数敏感部件在封装和PCB层面都是屏蔽的(例如屏蔽罐覆盖了主PCB的70%以上)。因此，在我们看来，传导发射通常是一种主要现象，由于难以识别耦合路径，在RFI和desense中有时被低估。

很明显，考虑到要分析的信号的数量和模型的复杂性，专注于信号与天线耦合的分析可能非常耗时且难以执行。这种类型的研究在数值模拟中也很困难，因为需要计算资源，并且很难组装一个与实际系统相当的电磁模型。

在本研究中，我们提出了一种不同的方法来分析RFI基于互惠原则。我们没有研究信号与天线的耦合，而是专注于天线与信号的耦合，并提供了场图，以检测具有关键信号的区域。正如我们将在下一节中展示的那样，这种逆向工程类型的方法有助于设计工程师在早期设计阶段预测潜在的RFI风险。

宽带噪声导致的RFI缓解技术

有两种缓解RFI的技术:被动缓解和主动缓解[3]。减少平台天线暴露于射频干扰的被动方法之一是屏蔽。为了有效地实现屏蔽，将一个小的铝罩(法拉第笼)直接放置在噪声侵犯IC包或痕迹的上方，从而将噪声源与平台的其他部分隔离开来。由于其假定的功效，使用屏蔽已经成为移动无线行业的一种惯例。

我们设计了一个简单的实验来评估特定盾在近场区域的有效性。图2a显示了一个受激的电小块(代表干扰侵略者)，被接地环包围，并被铝屏蔽覆盖。观察2.4GHz的切向磁场，距离路径5毫米以上，我们可以看到EMI性能的改善。屏蔽效果(SE)在感兴趣的频率范围内为40-80dB，然后随着频率的增加而降低，因为屏蔽孔在电上看起来更大，导致更多的泄漏。

图2b为带屏蔽盒[4]和不带屏蔽盒[4]的真实智能手机中AP (application processor)的近场分布。由于智能手机系统由多个数字设备组成，噪声具有各种脉冲信号的谐波。例如，在开关频率为2 MHz ~ 4 MHz的DC-DC转换器的情况下，谐波可以影响1GHz以上的射频性能。这就是为什么大多数产品在几乎所有PCB区域[4]上都带有屏蔽盒的原因之一。

关于主动缓解，主要有两种类型。第一种方法使用间接方法来估计RFI，并基于该信息控制总线中的活动，而不修改总线上的数据。第二种方法通过应用线性编码修改总线上的数据。更多细节请参见参考文献[3-4]。

图2。a):金属贴片(隔离和屏蔽)和h场图，b):电话系统中未屏蔽和屏蔽PCB的比较

移动设备中复杂模块建模方法的最新进展

如果存在足够的信息，可以直接对有噪声的集成电路进行建模。然而，在许多实际情况下，噪声源的内部信息可能是未知的，或者即使是已知的，噪声源可能太复杂而无法建模。

例如，在由LCD引起的RFI问题的手机中，几乎不可能在微观层面上找到源机制。LCD面板可能包括10个以上不同的材料层，并具有分布和局部化的电路。目前还不清楚哪些走线/电路构成了RFI源，源阻抗是什么，或者哪些结构会导致耦合路径。

解决上述挑战的一个解决方案是用近场扫描(NFS)数据对源进行建模[5,6]。假设电流在距离结构r的某一区域内流动，则磁场强度可表示为:

用NFS替换噪声源的技术是基于表面等效定理的，该定理指出，体积中的源可以用其发射的场(作为印象源)替换为包围该体积的表面。印象源通常是根据惠更斯等效原理从NFS数据中计算出来的。

NFS数据既可以用近场扫描系统测量，也可以考虑系统的某一部分进行模拟。在最后一种情况下，NFS数据通常被命名为NFD(近场分布)。惠更斯等效法主要应用于远场计算;建模近场问题时可能会遇到挑战。在一个紧凑的移动设备中，噪声源被复杂的散射体所包围。因此，如果用惠更斯等效代替噪声源，则不考虑噪声源与附近障碍物之间的散射。

为了包括后向散射，惠更斯盒可以用实际源结构的近似值重新填充[7,8]，我们验证了该方法的有效性。图3a说明了一个测试用例的NFD示例，该测试用例包括一个倒置路径天线和一条路由在参考PCB上的信号线。结构(例如表示芯片)位于l型信号线附近。图中可见的蓝色框代表惠更斯盒，在第二次模拟中，惠更斯盒被用作NFD源，其中信号线被移除。在计算箱中填充芯片所代表的散射体，可以使完整模型与惠更斯模型之间具有良好的相关性。图中显示了全模型与场源模型之间的信号与天线耦合，误差小于1dB。

图3b显示了导入3D现场模拟器的NFS测量数据示例。地图上的热点被清晰地识别出来。可以在字段模拟器中使用的数据通常包括一个XML文件和一个ASCII (*.dat)文件，其中包含在给定频率的给定空间中以E和/或H字段的xyz分量表示的字段值。NFS数据通常在2D平面上生成;然而，在更现代的系统中，也可以生成3D数据。

图3。a):智能手机简单模型，全模型与NFD源信号与天线耦合比较b):三维扫描测量设备

现实智能手机中的pcb要比这个测试用例复杂得多，因此由于密集的填充区域，可能并不总是容易定义惠更斯的盒子并重新填充体积。

除了惠更斯等效法，另一种解类是源重构法[9]。其基本思想是可以用一个电偶极矩和磁偶极矩的矩阵来重建一个源。通常，操作符提供源的位置和类型，大小和阶段是通过将字段与NFS数据匹配来确定的。这种方法与物理上的直观理解相吻合。

然而，到目前为止，研究只考虑了简单的结构来证明其可行性。智能手机芯片组的尺寸范围为15mm~20mm，高度小于1.0mm。芯片组通常采用3D封装，如PoP(封装上的封装)，MCP(多芯片封装)，其中一个问题是沿衬底边缘的电流影响。另一种是用洞或不完美的固体平面来表示。此外，在NFS测量中，探头很难检测到下部封装上电流的发射，因此产生不准确的噪声源。

USB 3.0 (type-C)接口

在本节中，我们将介绍一种通常用于分析由于某种高速接口(在本例中为USB 3.0)而可能出现的RFI[10]的方法。图4说明了从连接器到应用处理器(AP)的路由，显然采用了150欧姆电阻来降低信号强度，因此减少了总体EMI发射以及直流阻塞电容器。

在同一图中还报告了对模拟数据的测量。Cadence PowerSI用于分析，在考虑的频率范围10MHz-10GHz内可以观察到良好的一致性。

图4。USB 3.0，测量和模拟的单端(SE) s参数插入损耗和返回损耗之间的相关性

通常与密度问题相关的一个重要噪声源是USB线上的倾斜，它产生共模(CM)转换。这会导致辐射和干扰。图5显示了用两种不同的工具生成的主PCB上的USB 3.0的差分模式(DM)到CM转换:CST MWS和Ansys HFSS。这些值是相对相似的，我们可以观察到大约20dB到~6GHz。就绝对值而言，这可能是可接受的，也可能是不可接受的，但它不能提供任何具体的见解和/或潜在RFI风险的量化。

通过观察电场分布，我们可以观察到在布局的某个特定点上的高电场分布，该位置是直流阻塞电容器的电板所在。我们通过移除电阻的电垫来进行实验，并评估堆叠横截面上的场强(图6b)。可以观察到最大值的减小。

然而，整个分析是基于这样的假设，即大多数信号-天线耦合是在辐射场方面发生的，这可能不是事实。这个结果只是初步的信息，对于RFI预测并不是很有用。最重要的是，这个结果只对USB 3.0有效。

在柔性PCB上进行了类似的模式转换研究。结果显示CM值更差(见图7)。尽管这些模拟对信号完整性(SI)有用，但它们不能提供关于它们是否是RFI症状的任何具体指示，也不能提供对可能的耦合路径的洞察。应该采用不同的方法。

图5。主PCB板上usb3.0对的差模(DM)到共模(CM)转换

图6。a):布局修改和近场减小，b): 5GHz横截面上的h场振幅

图7。USB 3.0在柔性PCB上的差模(DM)到共模(CM)转换

提出的方法

如前一节所述，移动设备中RFI/desense的典型建模方法基于其运行速度考虑关键接口的模拟。表1显示了一组可能导致杂散谐波频率的数字接口。关于这一主题的大部分文献工作都是基于测量或经验初步假设RFI的主要原因[10]。

表1 -常见数字接口产生的杂散和谐波频率

这种方法的最大限制是用户需要提前知道引起RFI的噪声源，或者至少对它有一个很好的了解。不幸的是，除非进行初步测量，否则这是不容易预测的。

智能手机内部的电子设备非常复杂，有时它由多个多层pcb(其中一些是灵活的)、一个主应用处理器(AP)、一个电源管理单元(PMU)和几个芯片组组成。由于这个原因，整个系统的模拟几乎是不可能的，为了对传导场或辐射场有一些估计，引入了近似。用户往往最终只选择一个或两个关键网根据建议从板布局部门。

在我们提出的方法中，我们的目标是能够降低由于特定数字接口而导致的RFI风险，而无需逐个分析它们。由于我们主要关心的输出是临界信号对天线的耦合，因此我们提出研究反向问题。在宽带仿真中，我们将天线作为噪声源，并基于感兴趣频率内的E/H场分布图对关键区域进行可视化。

例如，GSM天线将以两个主要频率辐射:800-900MHz和1.8-1.9GHz。从表1可以看出，SD和HDMI在相同的范围内;因此，我们将查看这些频率及其周围的场图。

这使我们能够评估接口是否容易发生射频干扰。如果是这种情况，我们将要求布局工程部门重新路由接口并重新执行分析。这种方法的一个优点是能够在设计的早期阶段执行初步RFI分析，理想情况下即使PCB没有完全布线。

这甚至更重要，因为与完整的系统模拟相比，计算工作量减少了。我们开始在一个简单的测试飞行器上验证这个想法的适用性。图8显示了一个简化的手机模型，其中明显有三根天线:六带天线、蓝牙天线和GSM天线，以及三条路由在主PCB上的信号线。

图8。简化的手机模型，有三个天线:Wi-Fi, GPS和蓝牙

我们开始验证互易定理，并比较耦合系数(s参数)天线到信号线与信号到天线(图9)，我们可以观察到非常好的相关性。在下一步中，我们将重点放在h场图上，它被用作识别关键网络的主要优点图。

图9。天线与信号的耦合系数(s参数)，反之亦然

特别是通过观察1.8GHz h场的地图分布，我们可以定位出手机内强耦合的区域。

图10a显示了PCB上三条信号线被激发时的h场以及天线被激发时产生的h场。根据第一组数据，情况2和情况3表示与天线的最强耦合，而在情况1中，我们只能看到位于PCB地平面上的插槽耦合的一些能量。在天线被激发的模拟中也可以看到同样的趋势。

图10b通过比较天线1到信号线的耦合系数进一步验证了该方法。S14和S12在1.8GHz有非常相似的值(相差约1dB)，而S18低了超过10dB。

在相同频率下的h场图清楚地证实了这一点。当天线1被激发时，手机右上角的信号线(称为信号3)位于不太关键的区域。

图10。a)天线和信号网生成的h场分布图，b) s参数天线1到信号和1.8GHz h场分布图

同样的概念现在被应用到现实世界的智能手机上。图11给出了分集天线被激发时的结果。H-field映射允许识别关键区域，例如net0001, net0082, net 0007和net0006。这些线路布线在具有较高电流密度的区域的顶部，因此它们对于耦合到天线是至关重要的，应该进一步分析。

通过采用这种方法，我们可以预测RFI对SD时钟网络是至关重要的。这不是从AP路由到手机顶部的高速信号，该信号最初用于分析天线耦合，因为它被怀疑是RFI/desense问题的可能原因。

这可以在图10b中的s参数中清楚地看到，其中我们观察到高速网络的耦合值低于-80dB，而与SD时钟网络的耦合要高得多。此外，频域频谱揭示了重要的共振，其中一些非常接近GSM频段。

为了验证这一点，执行NFS测量来监视SD卡区域。结果如图12所示，它们清楚地揭示了频率范围为0.8-0.85GHz的EMI问题。这可以在组装和拆卸手机的on- go (OTG)活动中观察到。

图11。a):现实智能手机模型:分集天线受激时h场分布，信号识别并逐层映射，b):天线与信号线的RFI耦合

数值模型中使用分辨率为1mm的近场探针(类似于NFS)将e场注册到SD卡上。图13显示了探针的e场振幅值。在0.84 GHz处可以看到一个峰值，这与NFS测量所检测到的共振非常接近。该实验进一步证实了所提出的方法在移动设备中RFI分析的可行性。

图12。近场扫描测试的测量设置，在0.8GHz的SD卡区域的近场地图，用于组装和拆卸手机壳

图13。手机的电磁模型，有证据表明探针位置在SD卡上方1mm和电子场振幅

结论

介绍了一种在移动设备早期设计阶段预测RFI的方法。主要思想是当手机内的天线被激发时，使用数值生成的h场地图。PCB上的关键区域可以被识别，从而减少了分析天线信号的实验次数。

该方法基于互易原理，能很好地估计信号到天线的耦合路径，从而避免产生信号的密度问题。一个真实世界的测试案例被用来验证方法显示定性相关的近场扫描测量。

本文的早期版本是2017年DesignCon最佳论文奖得主。

参考文献

1.USB 3.0射频干扰对2.4 GHz无线设备的影响，英特尔白皮书，2012年4月，可在
http://www.usb.org/developers/whitepapers/327216.pdf
2.方振奎，李英，金永燮，“考虑数字谐波噪声的手机总各向同性灵敏度的计算”，2009年IEEE会议论文集

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4.H. Shim, J. Lee，“智能手机的干扰问题和来自芯片组的模型噪声挑战”，URSI亚太无线电会议，2016年8月21-25日，韩国首尔。
5.J.J. Kim, K.M. Yang, J.M. Kim, Y.J. Kim和S.Y. Lee，“使用电磁场图进行射频接收机灵敏度分析的方法”，电子通讯2014年11月6日，第50卷第23页，1753-1755
6.Jin-Sung Youn等人，“移动DRAM设备的芯片和封装级宽带EMI分析”，2016年设计大会论文集
7.王宏，V. Khilkevich，张永杰，范俊杰，“基于互易性的分解方法估计近场耦合对天线的射频干扰”，IEEE, 2013。《电磁兼容》，第55卷，第1期。6，第1125- 1131页，2013
8.O. Franek, M. Sorensen, H. Ebert和G. F. Pedersen，“附近障碍物对惠更斯箱作为场源的可行性的影响”，发表在IEEE Int上。电磁兼容，pp. 600-604, 2012。
9.潘建军，王海辉，高晓霞，黄昌昌，宋娥，宋海波。Park，和J. Fan，“基于互易性的等效偶极矩模型和分解方法的射频干扰估计”，IEEE Trans。关于电磁兼容，第58卷，no。6，第75-84页，2015年12月。
10.Seil Kim, Sungwook Moon, Seungbae Lee, Donny Yi等，“基于模拟的LPDDR接口EMI效应分析，以减轻移动环境中的RFI”，EPEPS 2016 Proc.

作者(年代)传记

Antonio Ciccomancini Scogna目前在三星电子(HE-Group)担任首席工程师。他的兴趣包括信号和电源完整性(SIPI)，移动设备的EMC/EMI和RFI/desense。他在SIPI, EDA和硬件行业的EM仿真领域有超过15年的经验，包括计算机仿真技术(CST)和苹果公司。他在IEEE Journal Transactions, Conference Proceedings和相关EDA杂志上发表了150多篇文章。他是IEEE EMC学会的活跃成员，担任副主编，并担任TC10电磁联合模拟小组委员会主席。

Hwanwoo垫片他是三星电子移动通信事业部的首席工程师。在担任商用智能手机开发项目负责人十多年后，他一直担任CAE应用团队的负责人。他的技术兴趣包括SI/PI模拟和噪声建模技术，以估计早期设计阶段的EMI/RFI问题。他在密苏里科技EMC实验室获得博士学位，在韩国大田韩国科学技术院(KAIST)获得硕士学位。

Jiheon余在韩国水原市三星电子(HE-group)担任首席工程师

Chang-Yong哦在韩国水原市三星电子(HE-group)担任高级工程师

Seyoon千在韩国水原市三星电子(HE-group)担任助理工程师

NamSeok哦在韩国水原市三星电子(HE-group)担任高级工程师