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灵敏电路的功率设计

史蒂夫·桑德勒

2017年10月11日

本文是2017年EDI CON USA的杰出论文奖得主。

当前对电源完整性的关注与在高速器件(如存储器器件、fpga、cpu和SerDes收发器)上保持低而平坦的阻抗有关，这是一些常见的例子。唯一的目标是确保在规定范围内稳定的电源电压，因为这些高速设备的负载电流是动态变化的。

功率完整性是一个更广泛的话题，适用于低功耗电路。许多低功耗电路对电源噪声非常敏感。超敏电路的例子包括时钟振荡器(xo)，低噪声放大器(lna)，锁相环(pll)，混频器和精密电压参考，仅举几例。

这些敏感电路最常见的性能指标包括电压和电流噪声、相位噪声、时序抖动和杂散信号。这些特性经常受到电源噪声的影响，尽管电路性能和电源噪声之间的关系很少被定义。

本文阐述了这些敏感电路的性能如何受到电源噪声的影响，如何量化电源噪声的灵敏度，以及如何设计最佳性能的电源。

对电源噪声的敏感性

当噪声信号呈现给非线性电路时，各个频率相乘，产生混频产物。例如，图1所示的简单电路包含一个100 MHz的信号，其直流偏置到一个硅二极管。第二个500kHz信号也应用于二极管。二极管是一种非线性元件，其电压与二极管电流的对数有关。

图1两个正弦波连接到硅结(二极管)的简单模型

谐波平衡仿真显示了二极管电压的谐波含量。当500kHz振幅设置为-65dBm时，只观察到100MHz信号，如图2所示。

图2 100MHz和直流偏置，500kHz设置为-65dBm振幅水平

图3将500kHz信号的幅度增加到-30dBm。500kHz信号在500kHz时确实显示为噪声(未显示)，但也显示为100MHz + 500kHz和100MHz - 500kHz的和频和差频。100MHz振幅保持相对不变。

图3 100MHz和直流偏置，500kHz设置为-30dBm振幅水平

进一步将500kHz信号增加到-10dBm可以看出，非线性也增加了500kHz谐波的和和差，如图4所示。

图4 100MHz和直流偏置，500kHz设置为-10dBm振幅水平

大多数电路由硅结构成;因此，它们表现出这种非线性现象。这些和频和差频(或混频)是衡量振荡器、lna、adc和其他敏感电路性能的指标。虽然这些混合频率可以从多个来源产生，但最常见的，通常占主导地位的来源之一是电源。

定义的敏感性

通常很难确定电源噪声可以容忍多少，因为这些信息通常不会在组件数据表中公布。此外，制造商之间的差异非常大，甚至在同一制造商的产品线中存在不同的型号。

例如，在晶体振荡器的情况下，有许多振荡器拓扑;一些集成内部锁相环，内部稳压器，或滤波器组件。虽然这些内部电路的细节通常没有公布，但在相位噪声或抖动测量中可以看到这些影响。

两种不同125 MHz时钟的相位噪声图如图5所示。一个图显示了一个特征驼峰，通常是内部锁相环的结果，而另一个则没有。这两个时钟也有显著不同的综合时间抖动，一个为377秒，另一个为1.5秒。

图5来自两家不同制造商的两种不同125MHz时钟的相位噪声图

在测量信号分析仪上的时钟相位噪声时，使用连接到高斯噪声发生器的线路注入器来调制电源。其中一个时钟的设置位于Picotest VRTS3演示板上，如图6所示。第二个时钟使用相同的设置。

图6 Picotest VRTS3演示板与J2120A线路注入器测量125MHz时钟频谱

将相同的宽带噪声电压分别加到两个时钟上，以观察对相位噪声的影响。图7中的图比较了有和没有注入噪声的两个时钟的相位噪声。Silicon Labs 571时钟对电源调制噪声不敏感，因为它在时钟内部包含一个高噪声抑制稳压器。另一个时钟Fox Xpresso由于电源的原因，相位噪声降低了近25 dB，需要采用低噪声的电源设计。Xpresso时钟似乎也有150kHz的内部共振，这与这种共振的所有谐波一起是明显的。在选择过程中应仔细权衡噪声敏感性。电源组件消耗的额外成本和物理板面积可能更好地花在低灵敏度时钟上。然而，仍然有许多敏感电路对电源噪声很敏感，本文将介绍如何设计低噪声电源。

图7添加和不添加电源噪声时两个时钟的相位噪声图。选择对电源噪声不太敏感的时钟是降低相位噪声的一种方法。

定义电源噪声限制

最佳时钟性能是通过使用接近理想的电源测量相位噪声来确定的。这建立了时钟的最佳性能，如图8所示，以及来自两个高噪声电源的噪声。

图8时钟相位噪声由零调制的J2120A线路注入器供电，本质上是一个“无噪声”电源，以及另外两个电源

图8中使用的三个电源的直接电压噪声密度测量结果如图9所示。

图9 J2120A线路注入器、LM1086 LDO线性稳压器和LMR10515 POL开关稳压器的电压噪声

接下来，使用图9所示的三个电源测量敏感时钟的相位噪声。结果如图10所示。

图10使用图9中测量的相同三个电源的敏感时钟的相位噪声。注意由开关稳压器供电时明显的2.9 MHz杂散。

电源噪声滤波器的设计

从图8中的“无噪声”源图和图9中的稳压器供电时的噪声增加可以确定可容忍的电源噪声和所需的降噪。大多数稳压器噪声是由内部参考电压引起的，因此不能在稳压器的输入端去除，只能从稳压器的输出端去除。使用后稳压滤波器去除电源噪声需要的衰减等于相位噪声的衰减。例如，滤波器需要在5kHz时为线性稳压器增加的噪声提供6dB衰减，而开关稳压器则需要在5kHz时提供14dB衰减的滤波器。在每个频率上重复这些计算会得到最小滤波器衰减的完整定义，以补偿来自调节器的最大电压噪声，从而实现时钟的最佳性能。

如图11所示，在稳压器和敏感电路之间插入一个串联电阻，并在负载上插入一个电容到地，这是低通RC噪声滤波器的最简单形式。

图11在稳压器和时钟之间插入电阻和电容以衰减电源噪声的原理图

电阻器的值是在电阻器上的电压降和所需电容器的大小之间的权衡。允许在这个时钟的电阻上有100mV的下降，消耗39mA，导致标称电阻值为:

所需的电容使用标准电阻值2.4Ω和每个频率的增量衰减(dB)要求计算，如图10所示。

电容器的最大允许串联电阻(ESR)由最高衰减要求确定，即在线性稳压器示例中为14dB，发生在28kHz。

计算出的最小电容和所需衰减与使用2.4Ω电阻和插入在稳压器和时钟之间的33uF电容器的模拟衰减一起包括在内。在三个不同的ESR值下进行模拟，结果如图12所示。

图10中所需的衰减(点)与最小2.4Ω电阻一起使用，以确定公式2中所需的最小电容。使用2.4Ω电阻器和33uF电容滤波器的仿真显示了3种不同ESR值的频率相关衰减。结果证实了423mΩ对电容器的最大ESR估计。

在稳压器和时钟之间插入一个2.4Ω电阻器和一个33uF, 30mΩ ESR铝聚合物电容器，并测量相位噪声，以及之前的测量结果，如图13所示。加了滤波器的线性调节器的相位噪声现在几乎无法与最佳相位噪声区分。这是使用标准线性调节器实现最佳性能的最简单方法。一个类似的，但更大的滤波器也可以设计，这将允许使用开关调节器。

图13与图8中相同的3个稳压器相比，将2.4Ω和33uF聚合物电解电容器滤波器连接到线性稳压器的结果进行了相位噪声比较。添加的rc滤波器(红色走线)几乎与最佳情况下的“无噪声”电压源(蓝色走线)相匹配。

计算出的开关稳压器所需的最小电容和衰减与使用2.4Ω电阻和插入在稳压器和时钟之间的82uF电容器的模拟衰减一起包括在内。在三个不同的ESR值下进行模拟，结果如图14所示。这里我们看到，开关稳压器的高噪声将需要几乎两倍的电容和显着降低的ESR来匹配“无噪声”电源性能。

图14图10中所需的衰减(点)，公式2中的最小电容，以及模拟的2.4Ω和82uF滤波器。模拟了三个ESR值，确认了70mΩ最大ESR估计。

单极R-C型滤波器是一种简单、廉价、有效的解决方案，用于从廉价的稳压器为敏感电路供电。

有趣的是，开关电源在几十kHz的频率下噪声很大，而开关频率在2.8MHz时要高得多，如图15所示的测量结果所示。该图显示了2.8MHz基频开关频率和中间走线的谐波，以及下走线带宽为1kHz的噪声。

图15 VRTS3 POL稳压器的频谱图显示了开关谐波(中图)和宽带低频噪声(下图)

图16中的示波器图像显示了2.8 MHz负载点(POL)稳压器的开关节点。在以时刻0的触发器为中心的底部图形中，可以明显看到很少的前缘调制。中间的图表显示了触发后60 uS的波形。现在两边都出现了严重调制，表明脉冲宽度和频率调制。这种调制有时是为了EMI的利益而故意添加的，以扩展频谱内容并降低峰值幅度，结果导致低频噪声。这种低频噪声最终确定了滤波器的大小，而不是开关纹波。

图16 VRTS 3pol稳压器在触发0us和触发62us时的开关节点

高频负载噪声可以通过在串联电阻上添加铁氧体头或片式电感器与噪声滤波器相结合。最大电感值与串联电阻值和滤波电容有关:

将电感值增加到该限值以上将导致杂散响应或噪声增加。利用2.4Ω电阻器和33uF线性稳压滤波器，由式4计算出的最大电感值为95uH。通常，该值会更低，并考虑电感、直流电阻(DCR)、最大工作电流和芯片尺寸。因为所需的总电阻从2.4Ω值没有改变，电感DCR从2.4Ω值中减去，保持相同的压降和低频噪声衰减。选择具有2.4Ω DCR的电感器完全消除了外部电阻。

TDK GLFR1608T470M-LR 47uH/35mA电感指定在0603芯片中具有2.3Ω标称DCR。该电感器的DCR足够接近2.4Ω，因此不需要额外的电阻，并且与电阻电容滤波器相比，滤波器不占用任何额外的PCB面积。滤波器示意图如图17所示，模拟滤波器衰减如图18所示。

图17 47uH/2.3Ω芯片电感取代电阻，保持噪声密度，提高高频衰减和隔离。

图18电感的2.3Ω DCR满足噪声密度衰减，电感大大提高了高频衰减。电感低于最大值;因此，在滤波器中没有峰值。

低频噪声衰减完全由电阻器提供。去除或减少它会增加时钟噪声，也会导致峰值。电容器ESR固定在5mΩ， 47uH电感器的DCR从0.3Ω扫至2.3Ω。图19所示的结果清楚地显示了这一点。将电阻降低到1.3Ω不能在5kHz时提供所需的6dB衰减，进一步降低到0.3Ω会在4kHz时获得11dB增益。

图19 47uH滤波器电阻从0.3Ω阶跃到1.3Ω和2.3Ω，同时保持33uF电容器的5mΩ ESR。在1.3Ω，滤波器不能在5kHz时提供必要的6dB的噪声密度衰减。

允许的电源噪声密度也可以直接从图10所示的“无噪声”源与线性和开关稳压器的相位噪声测量中计算出来。从-12dBuV/√Hz线性稳压器噪声中减去5kHz时6dB相位噪声衰减，得到5kHz时-18dBuV/√Hz的可容忍噪声。同样，从-4dBuV/√Hz的开关稳压器噪声中减去14dB的相位噪声退化也会得到-18dBuV/√Hz的允许电压噪声。

高精度低噪声调节器

有针对敏感应用而设计的高精度稳压器。例子包括线性技术LT3042和模拟器件ADM7154。ADM7154的框图如图20所示。参考电压通常是稳压器中的主要噪声源，因此参考缓冲带出到外部电容引脚以降低电源噪声。放大器对运放和驱动电源也很敏感，因此旁路引脚也被带出用于外部电容，以降低电源噪声。稳压MOSFET的输入也带出到一个VREG引脚，以便可以连接外部电容以降低噪声。完整的应用电路如图21所示。

图20 Analog Devices ADM7154的框图，从厂商数据表中获取

该电路需要5个电容器来最小化稳压器噪声。在大多数情况下，低成本调节器的无源滤波将在成本的一小部分上表现得同样好。考虑到大多数敏感电路对电压噪声敏感，这一点尤其正确，但通常不要求绝对电压电平非常精确。

图21 ADM7154的典型应用电路显示除了输入和输出滤波电容外还有3个外部滤波电容。

结论

在稳压器的输出端增加一个简单的R-L-C滤波器可以为实现功率敏感电路的超低噪声供应提供低成本的解决方案。与使用“无噪声”电源或线路注入器进行测量相比，使用选择的稳压器对敏感电路进行测量可以获得所需的降噪水平。可以使用R、L和C值的简单计算，然后进行模拟，以验证所需的噪声衰减与频率的关系。

测量结果证实了具有输出R-C滤波器的线性稳压器的低噪声底限。通过用包含所需DCR的电感器替换电阻，可以实现额外的高频衰减以进一步降低负载噪声。

利用大型信号模拟器可以模拟电源噪声对相位噪声和时间抖动的影响。

如果一个人对低噪声感兴趣，而不是绝对的电压精度，那么支付专门的低噪声稳压器可能没有必要。低噪声稳压器仍然需要许多外部电容器，与具有工程DCR和ESR的简单L-C滤波器相比，实际上可能不会减少零件数。

附录:设计技巧

这里有一些方法可以提高你的第一次设计成功率。

包括电源噪声以及任何互连线电感和输入电容，特别是如果电源是外部电源，如工作台电源。

图22请确保包括电源噪声、互连线电感和输入电容。在某些情况下，电容是内部的，如在晶体振荡器中。如果不确定，请测量输入引脚处的阻抗。

图23含(蓝色)和不含(红色)电源噪声的振荡器相位噪声请注意，除了来自谐振输入互连电缆的清晰噪声外，噪声底也有所升高。

该模拟器还可以解释从相位噪声模拟时序抖动和标记可以用来限制集成带宽。

大多数数据表和规格都是指抖动而不是相位噪声。虽然我更喜欢相位噪声，因为它提供频率数据，但两者是直接相关的，允许模拟器将一个转换为另一个，如图24所示。

图24模拟器计算从标记f_low和f_high之间的曲线下面积，并将相位噪声转换为时间抖动

并不是所有的稳压器都是一样的。测量大量的品种。

我喜欢将稳压器安装到我可以插入载波板的小子卡上，如图25所示。这允许快速，准确和可重复的测量，也可以包括一个敏感电路的互连。从一个稳压器到另一个稳压器的变化可以是20db或更多。稳定性差的稳压器也会出现与图23所示的峰值相似的谐振峰。

图25带有稳压器子板的载波板使得快速测量大量稳压器样本变得简单。

电压调节器有几种噪声路径，包括空气。

稳压器有几个噪声源，而不仅仅是输出噪声。电压调节器输入部分的噪声百分比将泄漏到由电源抑制比(PSRR)决定的输出。选择具有高PSRR的稳压器将减少外部滤波。由于敏感电路的电流噪声，输出阻抗也传播噪声。测量工作负载电流下的阻抗，寻找低而平坦的输出阻抗。长而无屏蔽的走线或谐振电路对附近的电磁干扰很敏感。使敏感电路尽可能远离开关电源或屏蔽它们。如前所述，请确保在敏感电路输入处阻抗低且平坦。

图26稳压器不仅要考虑输出噪声，还要考虑许多噪声路径。