为什么我们在乎损失

在数据速率高于10gbps时，信道损耗支配着性能，并且常常决定信道是否可接受。这就是为什么能够将层压板属性转化为精确的模拟是如此重要，以及为什么这个主题是特别关注的焦点高速数码研讨会在即将到来的2017年波士顿EDI CON．

用于测量信道损耗的常用技术之一是建立一个简单的测试券，设计用于用VNA测量。这意味着有一个2x穿过结构去嵌入发射和微分对轨迹的均匀区域。

2端口还是4端口?

这种方法的一个挑战是测量差分对需要4端口VNA或TDR。这比测量单端走线要昂贵得多，单端走线只需要2端口VNA或TDR。单端测试券是否与差分对测试券测量相同的损耗?

我的第一反应是，在微带结构中，没有。毕竟，在微带中，走线越近，空气中的场线就越多，介质损耗就越低。但是，如果您担心在多gbps体制下微带走线的损耗，那么您首先应该担心的是更严重的问题，比如远端串扰。这几乎是一个没有意义的问题。

但是在带状线结构中呢?单端走线测量的总损耗是否与紧耦合差分对相同?这种差异是否值得4端口测量的额外成本?在阅读之前花几分钟做你自己的分析。

微分对的总损耗

在没有耦合的情况下，差分对的差分插入损耗与任意一条线的单端损耗完全相同，前提是两条线完全相同。从差分插入损耗与各个单端s参数的关系中可以很容易地看出:

当耦合S41和S23为零时，即为不耦合，SDD21 = S21。这意味着，如果我们测量SDD21，我们可以通过使用不耦合差分对来获得单端性能。这只是使比较不同的配置更容易。

为了探究不耦合差分对是否与紧耦合差分对具有相同的损耗，我使用了极地仪器SI9000，最容易使用的二维场求解器，还包括频率相关的介电特性和频率相关的导体损耗。在引擎盖下，求解各频率下的安培方程，计算出各导体走线的电流分布以及耦合对串联电阻和导体损耗的影响。

模拟全损

第一步是模拟非耦合差分对中有耗信道的总损耗。该配置的SDD21为单端插入损耗。图1显示了该通道的横截面和参数。我选择了一条5毫米宽的线，0.5盎司的铜，大约100欧姆的差分阻抗，50欧姆的单端阻抗，间距为线宽的10倍，1英寸长。我使用了Dk = 4和Df = 0.02的FR4参数，采用了一个因果介电模型。

图1所示。设置未耦合的100欧姆差分对。

设计差分阻抗为98.45欧姆，接近100欧姆的目标。

我反复告诉我的学生，规则9:在没有事先预测结果的情况下，永远不要做模拟。作为一个粗略的经验法则，像这样的有损信道中的衰减应该是大约0.1到0.2 dB/inch/GHz。当我们把组成微分对的线拉近会发生什么?

如果所有其他参数保持不变，我们将期望差分阻抗下降，因为耦合增加，这减少了奇模阻抗。对于第一阶，我不期望介电损耗改变，因为场看到相同的材料分布独立于他们的模式。导体损耗会改变吗?

信号导体中的电流分布确实会有一点变化。当走线不耦合且独立时，信号路径中的电流分布在信号走线中是对称的，在上下返回平面上大致分布3线宽。

当走线靠近时，信号路径中的电流分布将重新分布，在其内边的密度略高。这会使串联电阻增加一点。

但是，从这两条线路返回的两个平面的电流会有一点重叠，从而降低了返回路径的串联电阻。这是我的直觉所能做到的。我不知道哪个影响会占主导地位，或者这两个影响是否会抵消，串联电阻没有变化。这就是为什么我们使用模拟器，作为我们的“虚拟原型”。

单端或紧耦合

使用Polar Instruments SI9000工具，我们模拟并导出了两种情况的4端口s参数:不耦合，代表单端情况，紧耦合差分对，间距等于线宽。然后，我将这两个试金石文件放入我最喜欢的免费s参数分析工具中，QUCS，并比较它们的差分插入损耗。图2显示了从单端.s4p文件中提取和绘制SDD21项的简单电路。

图2。将两个测试用例拉入QUCS并绘制出来的差异插入损耗。

我们预计衰减约为0.1至0.2 dB/inch/GHz。两条痕迹都是1英寸长。看看10ghz，我们看到衰减大约是0.15 dB/inch/GHz，正好在我们预期的范围内。这是一个重要的一致性测试。

这两种情况有区别。紧密耦合的轨迹，用红色表示，比不耦合的情况，用蓝色表示，损耗更高，并且有波纹。当然，波纹是由于阻抗不匹配造成的。当走线靠近时，差分阻抗从98.5欧姆下降到86.8欧姆。

这种与100欧姆端口的阻抗不匹配导致波纹。我们可以通过改变端口阻抗以匹配线路来消除这个伪影并查看信道衰减，这是信道损耗的固有度量。图3显示了端口阻抗与线路差分阻抗相匹配的两个通道的插入损耗。开云体育官网登录平台网址仍然有一个细微的区别，紧耦合的通道比单端线路显示出更多的损耗。

图3。左:端口阻抗与差分阻抗匹配的本征差分插入损耗。右图:关闭导体损耗，只显示介电损耗的影响。

我们预料这两种情况的介电损耗没有差别。为了证实这一点，我通过将铜的导电性提高10,000倍来关闭导体损耗。图3中的第二幅图显示，在单端和紧耦合情况下，介质损耗的衰减是相同的，正如预期的那样。这表明差异是由于电流分布和导体损耗。

为了证实这一点，我通过使耗散系数为0.0001来关闭介电损耗，并重新模拟了这两种情况。图4证实，在紧耦合差分对的情况下，仅导体损耗引起的插入损耗比不耦合时略高。由于两条走线的邻近而产生的较高电流密度的影响占主导地位，而不是平面中返回电流的少量抵消。

图4。仅在紧耦合(左)和间距为2x线宽(右)的情况下，导体损耗对差分插入损耗的影响。

通过将这两种情况之间的差异与单端情况下的衰减进行比较，我计算出仅导体损耗增加的损耗百分比，如图4所示。在这种最坏的情况下，它的导体损耗大约高出12%。在低介电损耗系统中，导体损耗占主导地位，单端走线测量的损耗可能比紧耦合差分测试模式低12%。这是一个显著的区别。

开始时提出的问题的答案是肯定的，从单端测试模式中提取的损耗与紧耦合测试模式相比，甚至在带状线中也可能有多达12%的差异。如果提取损耗的12%精度很重要，那么使用差分对结构的4端口测量可能是值得的。

但是如果损失对你来说很重要，也许你应该考虑使用松耦合的微分对。这将使相同阻抗的线路更宽，与紧密耦合的情况下，高电流密度的接近效应将更小。

为了测试这个想法，我重新模拟了导体损耗，在对中的两条线之间的间距为10密耳，是线宽的2倍。图4还显示了这三种情况下端口归一化微分插入损耗的比较。

在保持线宽不变的情况下，从不耦合到紧密耦合时，导体损耗增加12%，而从不耦合到间距等于线宽的2倍时，导体损耗增加约1%。

结论

如果您的通道使用紧密耦合的走线，您可能应该在您的优惠券中使用紧密耦合的差分对测试模式来提取损耗，以便捕获更准确的导体损耗贡献值。你可能不得不咬紧牙关，支付4端口VNA或TDR的费用。

但是，如果损耗对您来说非常重要，您可能应该考虑使用松耦合的差分对走线，其间距是线宽的两倍。这使得在相同的阻抗下使用更宽的走线，减少了导体损耗，减少了电流拥挤效应，进一步降低了导体损耗。

如果电路板中的差分对是松散耦合的，则单端测试模式将在差分通道的1%范围内给出损耗测量。可能不值得额外的4端口测量成本。

那么，您应该在测试券中使用差分对并为4端口测量付费，还是使用单端测试线并仅为2端口测量付费?

与所有信号完整性问题一样，答案是“视情况而定”。但是通过输入数字，我们能够回答这个“视情况而定”的问题，并评估它的视情况。