www.lambexpress.com/articles/2982-the-case-for-split-ground-planes
分割地平面的案例
2023年2月21日
在地平面上分裂导致信号完整性、电源完整性和EMI问题的风险远远超过了潜在的好处;只有一种情况下，分离地平面可能会有好处。这里有解释。一旦连接建立起来，互联唯一要做的就是增加噪音。当工程师设计互连时，他们必须设计它们以减少它们可能产生的噪音。在做出设计选择时，我们总是在问这样一个问题:我们试图解决的噪音问题是什么?我们如何设计互连来减少这种噪声源?如果你正在考虑使用分地平面，你必须首先回答这个问题，分地平面试图解决的问题是什么?可能产生的其他潜在问题是什么，意外后果法则?
为什么是连续返回路径平面
工程互连降低噪声的第一步是提供连续的低阻抗返回路径来控制阻抗，从而控制反射噪声，并减少共享同一返回导体的信号之间的串扰。
与信号走线相邻的宽连续地平面将是最低串扰配置。任何不是宽平面的东西都意味着共享这个返回导体的信号路径之间会有更多的串扰。这意味着永远不要在返回路径中添加分割或间隙。这将冒着信号轨迹无意中穿过这种不连续的风险。
如果一个信号穿过一个分离的地平面，就会有两种效应相互叠加。穿过分路为返回电流创建了一个高阻抗路径，该路径必须穿过分路，并迫使来自多个信号的返回电流通过相同的高阻抗公共路径重叠。
这就产生了三个问题:来自返回路径不连续的反射，来自高电感返回路径的地面反弹，以及来自返回电流流过平面的两个区域之间的电位差的EMI。
因此，在地面返回平面上添加一个分裂从来不是一个好主意;你要冒着信号穿过这条裂缝的风险。
然而，如果返回平面中的分裂或间隙始终与信号路径平行，并且返回电流不穿过该间隙，则分裂地平面解决了一个潜在的问题。这是电阻耦合串扰的小问题。
回流电流流向何处
返回电流在接地面上的路径取决于信号路径的路由。信号路径和返回路径不能分开考虑;它们连在一起。电流在信号和返回导体中的路径由最低回路阻抗的路径决定。如果信号返回电流经过一条阻抗较低的路径，那么沿着这条路径的电压降就会较低，电流就会从高电压路径流向低电压路径，直到与传播方向垂直的所有导体都处于等电位。这意味着在信号返回电流可能采取的多条路径中，电流将在路径中流动，以最小化所有可能路径的环路阻抗。
通常，信号走线很窄，将信号电流限制在一个非常特定的路径上。返回电流可以在相邻地平面的任何地方流动，除平面边缘外不受约束。它将采取的路径，使环路阻抗的信号返回路径是最小的。对于一阶，信号返回路径的阻抗与频率相关，与:
式中，Z为电流回路的回路阻抗，R为回路的串联电阻，L为回路的回路电感。
想象一下，信号返回路径电流由连续电流细丝组成，它们可以沿着互连的任何路径运行。电流最大的细丝是那些具有最低回路阻抗的细丝。流过其中一根细丝的电流越大，这个串联阻抗上的电压降就越高。这将更多的电流推向相邻的高阻抗细丝，直到电流分布的横截面，由每个细丝的阻抗和每个细丝中的电流量平衡，在传播方向上产生等电位。
总有一个频率，高于该频率ωL项占主导地位，电流路径由最小回路电感路径驱动。这个区域我们称之为皮肤深度区域。最低回路电感的电流重新分配是驱动趋肤深度效应的原因。
阻抗最低的路径是同一导体内的电流相距最远，以减少部分自感，但信号和返回路径之间的距离最近，以增加部分互感。这在图1，显示了1、10和100 MHz时简单微带中的电流分布;采用Ansys Q2D进行仿真。
这意味着在高频状态下，返回电流总是在信号电流的正下方流动。信号电流下面的路径总是最低回路电感路径。任何远离这条路径的电流灯丝都会有更高的阻抗，更高的压降，并流向电压较低的灯丝，直接在信号下面。
当信号导体在地平面表面弯曲时，返回电流将沿着信号路径的正下方。图2给出了当信号导体改变方向时平面内回流电流分布的一个例子，对1 MHz频率分量进行了仿真。
低频回电流
在低频时，当回路阻抗以R项为主时，回路阻抗不驱动回路内的电流分布;它由回路电阻驱动。在信号路径中，电流将均匀地扩散，因为信号导体中的任何灯丝路径将具有大致相同的电阻。
但是在返回路径中R最小的电流细丝将是最短的。这意味着返回电流将采用最短的路径，与信号路径无关。随着频率的增加，返回电流将重新分布，从最低R路径过渡到最低L路径。
这在一个简单的实验中得到了证明。同轴电缆在远端被缩短，这样由函数发生器驱动的直流电流环路就会从信号导体流过，并通过回路返回。在同轴电缆前端，承载返回电流的屏蔽在同轴电缆前端和后端之间短路，如图图3．
在直流时，返回电流将流经屏蔽前后之间的分流器，这是一个低电阻路径，而不是沿着屏蔽一直流到信号和返回电流一起短路的远端。
为了测量流经该路径的电流，在该分流路径周围放置了霍尔效应电流钳。它测量流过这条特定路径的电流。该函数发生器用于驱动一个恒幅60 mA的正弦波电流通过同轴电缆，扫描频率从1 kHz到10 MHz。使用霍尔效应电流探头和Teledyne LeCroy Wave-Pro HD 12位，8 GHz带宽示波器测量电流。
在低频时，所有返回电流都流经分流路径。但是，随着频率的增加，通过分流的电流减少，更多的电流沿着同轴屏蔽的高电阻低环路电感路径流动，返回电流接近信号电流。图4
图中显示了远端信号返回回路中测量到的电流幅值，与频率呈平坦关系;图中显示了分路中测量到的电流幅值，该分路中测量到的电流幅值在大约10khz以上以1极响应下降。
这表明，在大约10khz以上，所有的返回电流将始终在与信号电流直接相邻的路径上流动，以减小信号返回路径的环路电感。但是，同样重要的是，低于约10khz的返回电流将始终在最低电阻的路径上流动。
通过分流路径的电流的瞬态阶跃响应将是一个极频率约为10khz的1极响应。这是一个有效的RC时间常数约为16 μsec。这将导致大约32 μsec的10-90上升时间。这是在通过分流路径的电流阶跃响应中测量到的，如图图5．
电感耦合噪声
在一个平面上，在频率低于约10khz时，回流电流不会在信号路径下流动，而是在回流平面上扩散。在10khz以上，返回电流被定位在信号路径下。
当我们有两个相邻的信号路径在一个宽的连续平面上时，它们将在高频下显示电感串扰。即使返回电流的重叠最小，在两个信号返回路径之间仍然存在环路互感。这种电感噪声是由入侵信号返回路径中不断变化的电流(dI/dt)驱动的，该电流在较低频率时会变小。
具有瞬态、短上升时间电流边缘的冲击信号将在具有冲击电流导数的相邻受害线上产生噪声特征。感应噪声只会与开关电流边同步出现。因此，我们称这种电感产生的噪声为“切换噪声”，因为它只发生在信号切换过渡电平时。当电流变化以较低的斜率下降时，电感串扰下降，直到低于测量阈值。
这种行为在一个简单的板中得到了演示。在两层电路板中，我们构建了六个平行的、相同的微带走线。一个是侵略者。它的远端与地面相连。一个峰值电流为120毫安的2千赫方波沿冲击器向下传输。上升时间约为9秒，但电流在剩余时间内保持恒定值。
在袭击者的两侧有两处对称的受害者痕迹。在攻击者和其中一条受害者线之间，回程平面上有一个缺口。这样就把返回的电流与侵略者隔绝了。它们不受一条受害线的约束，但不会在另一条受害线下流动。
我们期望在相邻的受害者轨迹上看到仅在上升时间的9秒内持续的开关噪声。剩余的时间应该没有开关噪声。测量到的两条受害路径上的开关噪声显示了来自返回平面间隙的影响。图6给出了两种结构的测量设置和在两个受害道上测量的电感耦合串扰。
我们看到开关噪声的特征是电流边缘的导数。从测量到的串扰峰值(在本例中约为5 mV)、上升时间和电流峰值，我们可以估计侵略者和受害者之间的环路互感。在没有间隙的情况下，环路互感约为0.4 nH。在间隙的另一边，它减少到约0.25 nH。间隙重新分配了返回电流，并且确实减少了回路对间隙另一侧受害道的互感，但这是一小部分。
低频电阻耦合串扰
在低频时，当返回电流展开时，由于平面中的电阻，它们在返回平面中产生压降分布。例如，返回路径上的典型电阻为1 mΩ，电流为100 mA，则返回平面的一个区域与另一个区域之间的电压降为100 μΩ。由于平面上的低频直流电流，这种电压降将表现为信号与受害路径上的本地返回平面之间的电压差。它会出现在低频，最后进入直流。然而，电阻耦合噪声的量级可能比电感耦合噪声低几个数量级。
如果在攻击线和受害线之间的回波平面上存在平行间隙，则对电感串扰的影响将很小。然而，并联间隙将阻止来自侵略者的返回电流的直流电流在受害者走线下流动，并将消除已经很小的电阻耦合串扰。
当电流恒定时，可以在方波部分测量电阻串扰。图7
在整个方波电流中显示了受害者轨迹上相同的电压测量结果它和侵略者信号之间没有间隙，但在更高分辨率的电压刻度上。注意，发生在方波边缘的开关噪声在这个时间基尺度上是可见的。
这是一个非常困难的测量，因为电阻耦合串扰是如此之小。在不进行平均的情况下，串扰小于Teledyne LeCroy WavePro HD 12位示波器的100 μV RMS放大器噪声。为了降低随机噪声，我们必须对连续采集进行平均，用函数发生器的方波触发示波器。随机噪声随平均次数的平方根而减小，但与函数发生器同步的串扰保持不变。
我们可以看到受害者迹线上电阻耦合噪声的清晰直流特征。峰间振幅约为120 μV。20 μV左右的小偏置是示波器放大器的直流偏置。在120 mA的峰峰电流下，120 μV的电阻耦合噪声对应于接平面上约120 μV/120 mA = 1 mΩ的耦合电阻，或该板约2平方的接平面上的电阻。
这120 μV的阻性噪声是由于两个导体返回电流的重叠，大约1 in。分开，用120ma的侵略电流，通过1 mΩ的重叠面电阻。这是我们想要用分离地平面消除的串扰噪声。
分离接平面可消除直流电阻耦合噪声
当我们在返回平面上切割一个间隙时，将不会有直流电流过间隙。会有磁场耦合穿过间隙，这就是为什么我们仍然看到明显的互感耦合在侵略者和受害者之间穿过间隙。间隙对这种噪声只有很小的影响。
然而，我们期望在接平面间隙的另一侧的受害迹上不会有电阻耦合噪声。在图8，电阻耦合噪声与无间隙受害线上的噪声用相同的尺度测量和平均。本次测量的本底噪声约为10 μV。达到这个水平，没有可测量的电阻耦合噪声，显著降低。
在方波上升时间内仍然存在电感耦合开关噪声，约为9nsec。当时间基数为100 μsec/div时，这种噪声几乎不可见。它是方波边缘的初始尖峰。
接地面上的间隙可以防止这种少量的电阻耦合串扰。它可以防止直流电流在地平面中流动，从而在其他信号的返回路径中产生直流偏置噪声。直流电流将从信号路径中扩散出去。
一般来说，该噪声量将在100 μV量级，对应于100 mA流过1 mΩ的耦合电阻。在具有5 V基准电压和15位分辨率(正号)的ADC中，1位的电压电平约为5 V/32,000 = 150 μV。直流耦合地平面电压噪声可以贡献大约1个最低有效位水平。在某些情况下，100毫安接地电流的波动可能达到16位ADC的灵敏度水平。这在24位ADC中会很明显。
减少这种噪声的一个解决方案是，在与信号导体平行的返回平面上使用隔离间隙隔离大电流路径或敏感信号路径，以确保没有信号穿过隔离间隙。这个问题是通过返回平面的间隙解决的。
如果有100 A的直流电流流过，则地平面噪声可能为100 mV或更高，但必须考虑其他设计因素，例如更厚的铜，更多的地平面以及将VRM放置在靠近负载的位置。
虽然返回平面上的间隙会显著降低模拟信号上的电阻耦合噪声，其中100 μV量级的电压噪声很重要，但有一种更有效的方法可以降低敏感信号上的这种常见噪声，这种方法也很稳健，并且不会冒着无意中使信号穿过隔离间隙的风险。
差分信号还消除了电阻耦合直流串扰
大多数对100 μV低频噪声敏感的应用涉及测量来自传感器或麦克风的低电平信号。在测量这类电压源时，一个重要的设计准则是使用差分测量。
如果传感器本身产生差分信号，甚至是单端信号，您将为传感器的高端和低端路由单独的走线，返回差分接收器，例如仪表放大器。即使传感器是单端，到传感器低端的接地连接也只能连接在一个点上，要么在传感器上，要么在差分接收器的输入端，而不是两端。
传感器高侧和低侧的电压差被带回差分接收器的输入端，而不使用可能具有常见直流压降耦合噪声的地平面。这个单独的专用低走线不会有返回平面的直流电流在其中行进。
这个原理在一个简单的实验中得到了说明。采用电压敏感温度传感器tmp36作为传感器。在室温下，它产生约730mv的直流电压。它是一个单端信号。
该传感器的输出由一个差分放大器和一个使用ADS1115的16位ADC测量。它在两种配置下进行测量，低侧使用公共接地路径连接到ADC，并使用单独的返回线将传感器的低侧连接到ADC的低侧输入。
在进行这些测量时，一个1赫兹的方波电流通过公共返回路径。通过增加共电阻来增强耦合噪声。当100ma的接地电流通过接地路径时，从传感器到ADC的接地路径产生约2mv的噪声级。当使用返回路径连接低侧基准时，该电压噪声与低电平传感器电压串联出现。
当低侧基准在单独的、隔离的走线中进行时，返回路径中的直流噪声对差分信号没有影响。这个结果显示在图9．
从传感器到差分接收器的差分信号路径在其路径上没有地平面的电压降。被测信号在其信号中不显示任何直流电阻串扰。这是路由敏感模拟信号的方法，因此它们对来自低电平信号的非常轻微的电阻串扰不敏感。
结论
在地平面上劈开所解决的问题是减少散布出来的返回电流的非常小的低频电阻串扰。这通常发生在低于10khz的频率，相当于一个共同的，共享的电阻，在几平方的片状电阻的顺序上，在1 mΩ的顺序上。
如果您的应用程序具有非常低电平的模拟信号，必须跨板布线，并且可能对这些低电平低频噪声源敏感，那么更好的解决方案是使用差分信号路由和差分接收器。
为了解决这个很小的问题而在地平面上增加一个裂缝的风险是，可能会有更高带宽的信号无意中穿过这个缺口。这可能会导致一个病态的问题，很容易导致电路板在几个方面失效。
除了在最简单的董事会中，在回报路径中包含一个缺口的风险远远超过了潜在的好处。仔细考虑您的工程原理，以便在地平面上添加分隔，并且为了降低风险，请考虑替代解决方案。