克服信号完整性信道建模问题
高速数字通信串行/反串行(SerDes)系统通常在信道模拟器中建模，以评估发送(Tx)和接收(Rx)电路以及连接它们的差分信道之间的权衡。该通道可以由许多部分组成，包括背板、印刷电路板、电缆等。由于其发展的成熟，s参数已经成为工程师描述SerDes系统信道频率行为的事实上的标准。它们在实际硬件上测量或在频域模拟器中模拟。
本文讨论在SerDes系统信道模拟器中使用s参数文件表示信道时遇到的问题以及如何克服这些问题。
在信道模拟器中建模Serdes系统
根据IBIS开放论坛标准(目前是7.1版)，SerDes系统在带有SerDes通道和IBIS- ami模型的通道模拟器中表示。开云体育官网登录平台网址
图1显示了使用通道模拟器模拟的典型SerDes系统框图。
图1。信道模拟器中的典型SerDes系统表示
这个框图对于任何通道模拟器都是通用的，但是每个工具都有特定的方式来表示这个框图。
这个SerDes系统的组成部分包括:
TX IBIS-AMI:
该模型通常包含一个Tx均衡器，通常以前馈均衡器(FFE)的形式，并将差分IBIS缓冲区输出到通道。
IBIS缓冲区可以是一个4端口s参数文件。
Tx包(Tx Pkg)、通道、Rx包(Rx Pkg):
这些部分代表差分通道。
每个部分都使用s参数文件表示。
RX IBIS-AMI:
该模型通常包含Rx连续时间均衡器(CTLE)、时钟和数据恢复单元(CDR)和决策反馈均衡器(DFE)，并带有来自信道的差分IBIS缓冲区输入。
IBIS缓冲区可以是一个4端口s参数文件。
要记住的一个关键通道模拟器属性是它考虑整个模拟内容(参见图1中的绿色区域;TX AMI部分和RX AMI部分之间的总信道)是线性和时不变的(LTI)。这意味着如果Tx或Rx IBIS缓冲区包含任何非线性(如非线性VI表)，这些非线性将被线性化，而非线性将不会被直接使用。作为一个LTI系统，SerDes系统中的整个微分模拟部分可以精确地表示为其信号端脉冲响应。这一关键概念使信道模拟器能够实现快速的仿真速度。
与信道模拟器相同的快速仿真速度使设计人员能够探索包含各种模型参数和其他系统变量的大解决方案空间。这使得设计人员能够更好地理解他们的系统在不同条件下的表现。
用于描述信道的s参数问题
所有信道模拟器都支持“统计模式”和“逐位模式”。只有当Tx和Rx IBIS-AMI模型是线性和时不变(LTI)时，统计模式才有用。然而，大多数SerDes系统都有非线性、CDR、DFE或其他类型的时变组件。因此，大多数实用的SerDes系统不是LTI，而是非线性和/或时变(NLTV)。
s参数在时域仿真中使用时固有地存在问题，包括信道模拟器的逐位模式。
虽然是在实际硬件上测量的，但s参数偏离了物理可实现性的约束，如被动性、互易性和因果性，或者由于各种原因在测量的s参数中包含噪声。因此，为了实现物理上可实现的传输特性，s参数必须应用修正。这些修正必须在将s参数转换为时域等效脉冲时实现。
所有SerDes系统信道模拟器都将频域s参数特性转换为时域脉冲特性。然而，有些人不如其他人成功。事实上，所有前六大电子设计自动化(EDA)通道仿真工具都存在这方面的问题。正如许多人观察到的，特别是Xilinx公司的Romi Mayder在2015 DesignCon会议上报告的那样，行业中排名前六的EDA信道模拟器给出了广泛变化的s参数脉冲建模以及广泛变化的信道误码率(BER)性能[1]。虽然这篇论文已经过时了，但它仍然适用于今天——更多的观察结果已经发布在网上[2][3]。
下面是在信道模拟器中使用的s参数的一些问题列表:
它们必须从0赫兹开始。
如果不是，那么通过通道模拟器工具将s参数外推到0 Hz来克服这个限制。
它们的频率必须是线性的，从起始点扫到终止点的步进频率是恒定的。
不能使用对数频率扫描。
该工具将插值两个频率点之间的频率值。
如果使用对数扫描，则在较高频率处相位插值将是错误的。
它们必须有一个阶跃频率deltaf，小到足以捕捉s参数的变化(不包括噪声)。
deltaf的设置由用户根据自己的观点判断，哪些变化是有意义的。
它们必须有一个足够高的最大频率。
已经证明，要充分预测接收机的响应，s参数的最大频率(fstop)必须至少是接收机20-80上升时间逆的60%。
示例:给定6.25 Gbps (1 UI = 160 nsec)的符号速率和20-80的上升时间是UI (48 nsec)的30%，那么fstop应该至少是0.6 * 1/48e-9 = 12.5 GHz。如果上升时间更快，那么fstop应该更大。
对于本例，如果s参数被捕获到12.5 GHz，但现在用于12.5 Gbps的符号速率，会怎样?
克服低fstop频率值将在下一节中讨论。
如上所述，总信道包括s参数频域数据，必须转换为等效的单端脉冲响应，该响应表示从Tx IBIS差分输出到Rx IBIS差分输入的总信道。
在时域卷积分析中，从带限s参数产生因果被动脉冲响应并不是一项简单的任务。
一些信道模拟器会产生包含大量高频混叠的脉冲响应。这种失真会导致SerDes系统仿真结果的误导。
克服全信道脉冲响应中的高频混叠将在下一节中讨论。
克服有限的s参数带宽
考虑这个例子:s参数被捕获到12.5 GHz，但现在用于12.5 Gbps的符号速率。
使用前一节的标准:给定一个UI, 12.5 Gbps = 80 nsec, 20-80上升时间是UI (24 nsec)的30%，那么s参数fstop应该至少为0.6 * 1/24e-9 = 25 GHz。如果上升时间更快，那么fstop应该更大。
理想情况下，s参数应该被重新捕获到25 GHz。在此之前，最好使用s参数波段限制在12.5 GHz。
幸运的是，有一个网站提供了一个免费的基于云的工具的解决方案。请参阅由SerDesDesign.com；使用需要免费注册。
为了便于讨论，S4P文件命名为Channel_25Gbps_12p5GHz。s4p，高频12.5 GHz，差分输入引脚，1 (P侧)，3 (N侧)，输出引脚，2 (P侧)，4 (N侧)。
用于转换S4P文件的web页面设置如图2所示。
图2。用于转换S4P文件的Web页面设置
观察S4P文件Channel_25Gbps_12p5GHz。S4p被上传，并被定义为有四个端口，并进行输入和输出引脚分配。观察SymbolRate=50e9和SamplesPerSymbol=1。SampleRate = SymbolRate*SamplesPerSymbol，因此最大输出频率将是SampleRate/2 = 25 GHz。
设置完成后，选择Run ' select to generate causal S-parameters '。转换后的S4P文件可以通过选择下载“因果s参数文件”来下载。要将转换后的S4P文件与原始S4P文件进行比较，请选择运行“compare Causal S-Parameters To S-Parameters from SParamFile”。S21和S23频域响应对比如图3所示，红色为原始S4P，蓝色为转换后的S4P。
图3。S21(左)和S23(右)的因果s参数
从0 Hz到12.5 GHz，转换后的S4P与原来的S4P完全相同。在12.5 GHz到25 GHz之外，转换后的S4P响应可以顺利外推。由此产生的转换S4P有所有的修正应用，其时域响应是因果的。
当然，外推的数据只是实际硬件响应的近似值。只有将硬件测量到25 GHz，才能得到实际的硬件特性。在等待重新测量的S4P数据时，这种方法可以使SerDes系统调查继续进行。
克服脉冲响应失真的s参数
在信道模拟器中使用s参数时，最好了解其特性。具体来说，是由包含s参数数据的总信道的信道模拟器转换产生的单端脉冲。如果脉冲响应具有不需要的高频混叠，则需要克服这些失真。
如前所述，在时域卷积分析中，从带限s参数产生因果和被动脉冲响应并非易事。一些信道模拟器会产生包含大量高频混叠的脉冲响应。这种失真会导致SerDes系统仿真结果的误导。
为了讨论目的，以下假设NRZ 25 Gbps符号速率，总通道使用一个S4P文件，差分输入引脚1 (P侧)，3 (N侧)，输出引脚2 (P侧)，4 (N侧)，以及具有C_comp = 150 fF电容的IBIS缓冲区的直通Tx IBIS- ami和Rx IBIS- ami模型。
图4显示了Sij时S4P数据的传输量，i < j, S4P数据的最高频率为40 GHz。
图4。测试通道S4P传输特性Sij, i < j
观察到在奈奎斯特(12.5 GHz)频率下，S21和S43特性有大约25 dB的损耗。同时观察在22 GHz左右的响应中的吸出。
信道模拟器的目标是将该总信道特性转换为等效的单端脉冲响应。为此，差分输入和输出端口终端在Tx/Rx IBIS缓冲区中定义。
设hdd21表示由SerDes系统总信道导出的时域单端脉冲响应。在时域推导中，任何频域到时域的变换都不仅仅是简单的FFT逆运算。
作为第一个例子，SerDesDesign.com使用免费的基于云的通道模拟器。频域到时域的转换本质上不会导致任何高频混叠。
当在SerDesDesign.com频道模拟器中使用这个带有S4P频道的SerDes系统时，产生的脉冲响应如图5所示。
图5。测试通道SerDesDesign.com时间(左)和频率(右)域脉冲响应
观察这个信道时域脉冲是干净和平滑的，没有振铃。频域视图显示了超过s参数上频40 GHz的平滑外推。在频域视图中，观察到hdd21响应(蓝色)与sdd21响应(红色)匹配到40 GHz，随着频率接近40 GHz, s参数固有的噪声减少。
作为第二个例子，当这个带有S4P信道的SerDes系统被用于Keysight自动借记系统(ADS)信道模拟器时，所产生的脉冲响应如图6所示(时域，左侧;频域，对)。
图6。测试信道ADS时间域(左)和频率域(右)的脉冲响应
在此ADS测试中，ADS通道模拟器将IBIS-AMI模型的Tx和Rx AMI_Init()函数的输入和输出脉冲响应导出到其数据集。使用的脉冲响应是ADS在Rx IBIS-AMI模型AMI_Init()输出时导出的脉冲响应。仿真时间步长由信道模拟器设置为1/SymbolRate/SamplesPerSymbol = 1/SampleRate = 1.25e-12 sec。ADS数据显示方程fs()函数用于将脉冲响应从频域响应转换为400ghz。这个频域上频400ghz由信道模拟器设置为采样率的一半。每个使用25 Gbps SymbolRate和32 SamplesPerBit的信道模拟器都有这个采样率、时间步长和频域上频。
观察这个ADS信道时域脉冲有很多振铃。这种高频混叠在频域中观察得更好。观察S4P高频40 GHz以外的高频混叠，混叠峰在80 GHz、160 GHz及以上。ADS脉冲转换过程导致s参数最大频率(在本例中为40 GHz)的精确频域特征，但也导致超过该s参数最大频率的高频混叠。
理想情况下，基于s参数的信道不会导致脉冲响应中的高频混叠。在上面的ADS示例中，高频混叠可能是不可取的。当这种情况下，可以做什么来消除别名?
一种方法是启用ADS ChannelSim抗混叠过滤器。开云体育官网登录平台网址在ChannelSim > Convolution > Advanced…选项卡中设置“在时间点上的抗锯齿开云体育官网登录平台网址窗口大小”。将Fc设置为滤波器主瓣所需的半宽;本例中设置为40ghz。设置M = 2*SamplesPerSymbol*SymbolRate/Fc = 40。结果ADS脉冲响应时间和频域响应见图7。
图7。测试ADS抗混叠时间(左)和频率域脉冲响应(右)的信道
观察这个ADS信道时域脉冲不再有振铃。频域响应表现出高频混叠的显著衰减。不幸的是，这是以Nyquist频率(12.5 GHz)的额外滚转为代价的;本例为3db。另外，如图4所示，在22 GHz处吸出的原始s参数数据频域失真不可见。
另一种方法是将s参数数据转换为“因果s参数”，如前一节所讨论的那样，使用免费的基于云的工具SerDesDesign.com．
在本例中，参考图2，上传SParamFile，将SymbolRate设置为所需的采样速率(在本例中为25 Gbps)和SamplesPerSymbol(在本例中为32 Gbps)，并按照前一节中描述的那样运行工具。
然后可以下载转换后的S4P文件并在ADS中使用该文件。由此产生的ADS通道脉冲响应将不会有任何高频混叠，并将显示为上面图5所示的SerDesDesign.com响应。ADS通道模拟器的合成脉冲响应如图8所示。
图8。测试ADS抗混叠时间(左)和频率域脉冲响应(右)的信道
观察这个ADS信道时域脉冲不再有振铃。此外，在频域响应中没有更多的高频混叠，对原始数据没有额外的损失到40 GHz。即使原始s参数数据在22 GHz频域被保留。
结论
由于其发展的成熟，s参数已经成为工程师描述SerDes系统信道频率行为的事实上的标准。但是，即使是市场上最流行的信道模拟器在将s参数转换为等效的时域脉冲表示时也有局限性。
本文回顾了有关s -参数的各种问题。它解决了用于克服特定问题的解决方案，例如当s参数被带宽限制在高于上升时间分辨率的高频率，或者当转换为脉冲响应导致脉冲响应中不希望出现的高频混叠时。
作为本文中讨论的s参数问题的一部分，参考了免费的基于web/云的工具，包括通道模拟器和s参数校正工具。通道模拟器包括收费的功能，包括行为建模SerDes Tx/Rx设计，以及将Tx/Rx设计转换为IBIS-AMI模型的收费功能。
通过在信道模拟器中使用s参数，并密切关注s参数的质量，可以对导出的SerDes设计眼图和其他分析方法有信心。
参考文献
