如何防止差动通孔漏水

对于信号走线来说，通孔是PCB或封装基板中的一种结构，允许信号以垂直方式从一层传输到另一层。用于差分信号的典型通孔结构如图1所示。该结构由两个信号通道和两个返回路径通道组成，它们按以下顺序连接:返回通道-信号P -信号N -返回通道-其中返回通道通常连接到GND平面。

我们用G-S-S-G来表示这个结构。然而，这种常见的通孔结构可以传输任何数据速率，或者它是有限的，有一个确定的带宽?如果是这样，是什么限制了它的带宽?当信号的带宽大于G-S-S-G结构的带宽时可以做什么?

图1:G-S-S-G via结构:(a)所有平面堆叠(b)仅显示外部平面(c) 16层堆叠

图1中描述的信号通道在16层堆叠结构中从第1层(上)传递到第16层(下):参见图1(c)。输入和输出迹线的微分阻抗为90欧姆，迹线长度为50 mil。通孔结构的尺寸(钻头、防垫尺寸和形状)设计为通孔阻抗约为90欧姆，通孔间距为40 mil。S参数的差动端口阻抗也是90欧姆。

我们将在两种不同的情况下检查图1中描述的通孔:(1)具有铜表面粗糙度的高损耗材料PCBRz = 0.4Mil (10 μm)和耗散因子Df = 0.025(2)具有低损耗材料的PCBRz = 0.08Mil (2 μm)和Df = 0.002．首先，我们将为进入端口1的微分信号写出功率平衡方程，该信号的功率为| V_D1|²/ 2 z_D：

在哪里V_D1，Z_D而且Z_C分别为差分信号幅值、差分阻抗和公共阻抗。| SDD11 |²而且| SDD21 |²分别是反射回端口1或传输到端口2的功率的百分比。| SCD11 |²而且| SCD21 |²是转换为公共信号并分别反射回端口1或传输到端口2的功率的百分比。n_损失是因损耗而损耗的功率的百分比。由于模拟中P线和N线之间的高度对称性，模式转换(SCD)非常低，因此我们将(1)写成近似值:

系统中的总损耗包括:(1)导体损耗(包括表面粗糙度)(2)介质损耗(3)进入腔体的辐射损耗。根据麦克斯韦方程，当信号在过孔中通过并且电流在其中流动时，过孔将辐射出电磁波，电磁波将在过孔所经过的层的平面之间径向传播。我们将总损失的分量写成式(4):

在哪里n_C，n_D而且n_rad描述输入功率分别由于导体损耗、介质损耗和进入腔体的辐射损耗而损失的百分比。

现在的任务是隔离辐射损失n_rad并研究过孔结构G-S-S-G开始向PCB辐射的频率。为了做到这一点，我们也将在无损材料的模型中检查图1中描述的通孔结构。为此，我们将所有金属从铜改为完美的电导体(PEC)，并消除表面粗糙度，以消除导体损失(n_C= 0)．然后，我们设置Df = 0为了使介质损耗归零(n_D= 0)．接下来，我们将模拟模型的边界定义为吸收边界类型。

在这种情况下，过孔辐射到PCB并到达模型边界的电磁场将被模型边界吸收而不会反射到PCB中传播。在这种情况下，我们可以从(4)中得到，在一个具有无损材料的模型中n_损失＝n_rad(3)变成:

这意味着，从(5)中的无损材料模型，可以计算辐射损失给定S参数。的计算n_损失从模拟的S参数得到高损耗材料模型和低损耗材料模型的结果n_rad如图2所示。

数字2：n_损失:红色-高损耗材料，绿色-低损耗材料(用(3)计算)

紫色:n_rad-无损材料(用(5)计算)

在图2中，紫色线描述了在使用无损材料的模型中，辐射损失随频率的变化。可以看到，在频率为30 GHz时，G-S-S-G经孔结构中的辐射损耗相当低(<5%)。

超过30千兆赫，辐射损失开始大幅增加。通孔辐射到腔体会导致一些非常重要的信号和功率完整性(SIPI)问题:(1)信号的差分插入损耗显著增加，所有结果的影响(2)信号之间的串扰增加(3)ISI增加，因为在真正的PCB中，辐射从PCB边界反射(4)地线和电源噪声增加(5)连接到这些电源的组件传输的信号抖动增加。

由于过孔的辐射对SIPI有如此广泛而显著的影响，我们不希望在其辐射很高的频率下使用过孔。为此，我们将定义辐射截止频率f_{得力助手rc}“过孔的辐射损失开始显著增加的频率”。

在图2中，在G-S-S-G via结构的例子中，我们看到f_{得力助手rc}大约是30 GHz。例如，在频率为50 GHz时，由于过孔对PCB的辐射，差分信号的功率损失了一半以上(55%)。绿线描述了使用低损耗材料(如上所述)的模型，由于频率损失而耗散的功率百分比。

从图中我们无法知道导线损耗、介质损耗和辐射损耗是如何划分的，但是我们可以清楚地看到大部分损耗是辐射损耗。这个结果是有道理的，因为模型中的走线和过孔的长度非常短，所以导体损耗很低，而且由于耗散因子非常小，所以介电损耗很低，这意味着大部分损失是辐射损失。

在这里，我们要说明的是，当我们完全把模型中的损失归零时，模型对可能在其中产生的共振非常敏感，因为没有什么可以抑制共振。这将体现在非光滑的S参数结果中，具有急剧的峰值和下降。因此，在实际应用中，即使我们在检查辐射损失时，也值得在模型中添加一些损失。

图2中的红线描述了当模型使用高损耗材料时，由于频率损耗而耗散的功率百分比。在这里，人们也不能从图表中确切地知道每种损失浪费了多少百分比。人们可以看到，在频率为30 GHz时，损耗以0.667% /GHz的固定速率增加，并且如果没有启动过孔的显著辐射，这个速率将保持不变。由于过孔从30 GHz开始显著辐射，损耗率大幅增加。

在展示了通过结构的辐射损失的模拟和计算方法以及这种辐射对SIPI的广泛而显著的影响之后，我们现在将研究影响通过结构的辐射的两个主要因素:(1)信号通孔之间的耦合(2)返回通孔的数量和位置。

为了检查信号通孔之间耦合的效果，我们将在图1中使用通孔结构，但这次没有返回通孔。我们检查了信号通孔之间的五种不同距离(中心到中心):26,32,40,50和60mil(见图3)。为了实际目的，信号通孔之间的最小距离取决于外部垫的直径和它们之间的最小可能距离。32 mil (0.8 mm)和40 mil (1 mm)是BGA的典型节距尺寸。50 mil (1.25 mil)和60 mil (1.5 mm)是高速压合型连接器的典型节距尺寸。

数字3.:(a) 26密耳(b) 32密耳(c) 40密耳(d) 50密耳(e) 60密耳

请注意:为方便查看，只显示堆叠的外部平面

的计算n_rad图3中5个通孔结构的S参数仿真结果(采用无损材料)如图4所示。

数字4：n_rad5种不同的信号通径:26、32、40、50和60米

当微分信号通过信号通孔时，通孔中的电流以相反的方向流动，因此根据右手法则，一个通孔将沿顺时针方向径向辐射，另一个通孔将沿逆时针方向径向辐射。

当信号是纯微分时，两个通孔中电流的大小是相同的，同样适用于每个通孔辐射的电磁场的大小。在这种状态下，通孔所辐射的电磁场会产生一定程度的破坏性干扰。

因此，如图4所示:(1)信号通孔之间的物理距离越大，破坏干扰越弱，辐射损失越大;(2)频率越大，通孔之间的电长越大，破坏干扰越弱，同样，辐射损失越大。

我们知道，纯微分信号是不存在的，任何实用的“微分信号”也都包含某一常见信号的某一部分。当公共信号在信号通孔中通过时，电流在通孔中以相同的方向流动并且具有相同的幅值。在这种状态下，通孔所辐射的电磁场具有构造性干扰，辐射损失可能比纯微分信号情况下更大。因此，为了限制电场在PCB中的传播，减少差分通孔的辐射损失，增加了回程通孔。

为了检查返回通孔的数量对辐射损失的影响，我们使用图1中的过孔结构，信号通孔间距固定在40 mil。我们接下来检查四个具有不同数量的返回通孔的结构:0,2,6和8，如图5所示。

图5:具有(a) 0 (b) 2 (c) 6和(d) 8个回流过孔的微分过孔结构

请注意:为方便查看，只显示堆叠的外部平面

的计算n_rad图5中4个通孔结构的S参数仿真结果(采用无损材料)如图6所示。

数字6：n_rad具有0、2、6和8个回程通孔的微分通孔结构

在信号通孔周围增加回流通孔是对结构的一种增加屏蔽，有助于减少进入PCB的辐射。应该注意的是，为了减少辐射损失，我们必须小心地将回流通孔放置在信号通孔周围，以便形成有效的屏蔽。当然，如果我们希望在高频(较短波长)保持较低的辐射损失，我们将不得不增加更多的回程通孔，并保持它们之间的较小距离，不超过波长的1/10。

如果我们使用辐射截止频率f的定义_{得力助手rc}对于微分过孔结构，从图6中可以看出，在没有回程过孔的结构中，辐射损失从3 GHz开始显著增加，因此这是该过孔结构的辐射截止频率。增加2个和6个返回通孔能够保持低辐射损耗，并将结构的辐射截止频率分别提高到30 GHz和45 GHz。增加了8个返回通孔，已经能够保持低辐射损失，频率至少为50 GHz。

综上所述，差分通孔结构的使用超出了其辐射截止频率f_{得力助手rc}会导致大量的辐射进入腔体和许多SIPI问题。辐射损失将导致SDD21的降低，但这并不一定发生在f_{得力助手rc}因为SDD21还受反射量、模式转换和其他损耗的影响。因此，并不总能求出f_{得力助手rc}直接从SDD21。

当然，在最后，通孔结构的整体几何形状将决定通孔阻抗、回程损耗、插入损耗和进入腔体的辐射，但人们仍然可以在这里看到，尽管粗略地，回程通孔的数量和差分通孔的辐射截止频率之间的联系。我们知道，在微分过孔结构中，回流过孔的第一个作用是为实际微分信号中存在的普通信号的回流电流应用一个交流阻抗低的回流路径。我们现在还看到了它们的第二个作用，即减少差分信号通过过孔时进入腔体的辐射，并最大限度地减少由此产生的SIPI问题，从而允许在更高频率下使用差分过孔。