三个电容值的神话
今天的许多设计包括三个不同值的去耦电容器，或者当只使用一个电容器时，一个像0.1 uF这样的小值。这些建议是基于50年前的假设，今天并不适用。现在是时候重新考虑这些过时的遗留设计准则了。
遗留代码中的神话
从一开始，电子行业就被更快、更小、更便宜、现在这四股力量拉向未来。这刺激了技术、材料、制造和设计方面的革命性和进化性发展的不断进步。有时，我们在前一代中采用的设计原则在下一代中成为“遗留代码”，不再适用。对一种互连技术组合有效的方法可能不适用于另一种新的组合。遗留设计准则变成了神话，应该重新评估。
唯一不变的就是变化
从电子管到晶体管，再到集成电路，再到封装系统，我们的行业已经取得了革命性的进步。我们经历了从离散布线到单层和双层印刷电路板，再到多层印刷电路板，再到HDI技术的革命性进步。我们已经看到了从早期的通孔器件，如简单的金属罐封装到dip到大引脚网格阵列，到带引线框架的表面安装封装，到小型有机印刷电路基片，到球栅阵列到芯片级封装，再到多芯片模块的革命性进步。中显示了电路板和封装的四个代表技术世代的时间快照图1．
图1 4个快照从左至右:电子管和分立电线、电子管和电路板、分立晶体管和电路板、表面贴装多层电路板的BGA封装。
技术世代对设计的影响
信号如何与互连相互作用的基本原理并没有改变。它们仍然基于150年前的麦克斯韦方程。然而，随着每一代包装和互连技术的发展，我们如何实现设计原则并将其转化为设计指南。
在早期使用离散布线的管道中，互连通常是透明的。当互连很重要时，第一个中断的问题通常是由于大的环路电感造成的串扰。“越短越好”、电源线和地线捆绑在一起的设计原则很受欢迎。
当引入多层板时，一些遗留代码继续将电源和地线布线为离散线，而不是使用地平面。将电源和地面紧密捆绑在一起的传统阻碍了在一些早期设计中地面平面的实现。
当时钟频率上升到20 MHz以上时，传输线效应开始占主导地位，控制阻抗、路由拓扑和终端策略成为互连设计中的重要驱动力。“越短越好”的遗留代码导致了使用菊花链路由拓扑的一些不情愿，这可能会导致更长的路径长度但更低的反射噪声。
当我们进入1gbps时，损耗变得很重要，我们开始选择除了常见的环氧玻璃材料之外的其他材料，以降低损耗。当使用这些低损耗层压板时，我们发现在5 Gbps以上，铜的损耗比预期的要高，而且我们发现更光滑的铜更好。在10gbps以上，我们发现50年前建造玻璃纤维增强电路板的方法导致了玻璃或纤维编织倾斜的新问题。
随着新技术的发展，我们需要新的设计规则。在千兆级互联时代，高剥离强度环氧玻璃电路板的旧规则不一定是最佳设计指南。
行业专家引领潮流
我们每天在电子产品中应用的设计指南是由行业领导者制定的。这些公司在信号完整性、电源完整性、EMC、材料、制造、可靠性和集成方面拥有专门的专家，他们正在推出最前沿的产品。这些专家应用基本原则为他们引入的新材料、集成电路技术和互连技术建立设计指南。
但有时，在一代技术中起作用的东西在下一代技术中会成为神话。因为这些设计规则是由专家制定的，所以行业中的其他人有时不愿意放弃旧的设计准则，并继续在新一代技术中使用它们，而这些技术可能并不适用。它们成为我们工具箱中根深蒂固的神话。
如果最后的设计遵循了这些旧的设计指导方针，人们通常会认为这是因为设计指导方针，即使它可能与它们无关。有时遗留代码是中性的，有时它有缺点。即使它是中性的，如果它阻碍了更好的设计指导方针的建立，它就会成为消极的。它变成了一个随时可以被取代的神话。
设计指导原则的误区，比如在每个电源引脚上使用三个不同的电容器进行解耦，会降低下一代设计的性能，应该始终重新评估。
高频电容器
当安装电感大于1 nH时，用简单的串联RLC电路很好地描述了实际电容器的理想等效电路模型。当它低于1 nH，新的影响出现，传输线模型的真正的电容器是一个更好的匹配。
简单的RLC模型适用于大多数代电容器。一个真实SMT, MLCC电容的测量阻抗和一个理想RLC串联电路的模拟阻抗的例子显示在图2．
图2真实SMT电容器的测量阻抗(蓝色部分)和相位的示例，以及简单RLC电路模型的模拟阻抗(红色部分)。测量和模拟相位的差异表明了不包括在简单RLC模型中的真实电容器的ESR行为。
该系列RLC电路模型是最简单的模型，通常适用于电解，钽，陶瓷，MLCC电容器的技术范围，无论是通孔或表面安装。这只是一个一阶模型，许多真正的电容器可以与二阶模型更好地匹配。但第一个模型对这三个重要术语的作用提供了深入的见解。
理想C对应于低频阻抗行为。R通常被称为等效串联电阻(ESR)。这是由于真正的电容器的引线，金属化的板，并在较小的程度上，在电容器中的其他损失机制。L被称为等效串联电感(ESL)。这主要是由于电容器的内部结构及其电路板的电源和接地路径到它所连接的IC引脚。
在通孔电容器的时代，从50多年前开始，两种常用的电容器技术是电解电容器和陶瓷盘电容器。其中的例子显示在图3．
图3电解和陶瓷圆盘电容器的例子。较小的物理尺寸电容器具有较小的电容，较小的ESL和较大的ESR。
在电解电容器和陶瓷盘电容器技术中，电容器中可设计的电容量与其物理尺寸和引线长度之间有直接联系。越大的电容值意味着越大的物理尺寸的电容。
由于ESL也取决于电容器的物理尺寸及其引线长度，较大值的电容器也有较大的ESL。例如，一个47 uF的电解电容器可能有高达30 nH的ESL，而一个0.1 uF的小圆盘电容器可能有低至7 nH的ESL。
甚至ESR也因电容器技术和尺寸而异。电解电容器的ESR可能在0.1到5Ω的量级上。较小尺寸的电容器通常具有较高的ESR。陶瓷圆盘电容器的ESR可以在0.1到1Ω的量级上。
电容值和ESL之间的这种联系极大地影响了大值和小值电容器的阻抗曲线。在低频时，真实电容器的阻抗与它的电容有关。在高频时，真实电容器的阻抗与它的引线电感有关。图4展示了具有三种不同阻抗剖面的三个不同电容器的示例。它们的一阶模型的分量值可能是:
图4这三种电容的模拟阻抗分布图。值越小，高频阻抗越低。
通孔电容器有引线，一般来说，小值电容器的尺寸较小，可以安装在较低的回路电感。这意味着他们将有一个较低的阻抗在较高的频率。在寻找高频低阻抗的通孔电容器时，应选择小值、小尺寸的电容器。
这就是为什么小值电容器通常被称为“高频”电容器。由于其较短的引线，如果安装在低回路电感的电路板上，它们在高频时提供最低的阻抗。
如果我们想要低频处的最低阻抗以及高频处的最低阻抗，通常的做法是并联增加两个或三个电容器。大值电容器在低频时提供低阻抗，小值电容器的ESL较低，在高频时提供低阻抗。并行组合利用了两种配置的优点。
MLCC电容器和高频电容器的神话
当我们切换到基于MLCC表面贴装技术的电容器时，电容器的性能与铅电容器有很大的不同。图5所示为1206型MLCC电容器的示例，其电容值对应于相应陶瓷圆盘电容器中的相同电容。
图5 1206包装中的MLCC电容器(顶部)和相应值的陶瓷圆盘电容器。
通常，在完全相同的机身尺寸下可以获得广泛的电容值。0402中有10 uF和0.01 uF是一样容易的。这意味着MLCC电容器的ESL，如果最佳地集成到板上，将独立于其电容值。
事实上，使用低回路电感设计，MLCC的ESL可以设计为小于1 nH，即使是在双层电路板上。用0.620 nH ESL在两层063 mil厚板上测量的1 uF MLCC电容器的阻抗剖面示例示于图6．
图6在0.620 nH ESL的电路板上测量的1 uF MLCC电容器的阻抗剖面示例。这也表明，当安装电感小于1 nH时，需要二阶模型。测量由用小环装饰．
一个10 uF和0.1 uF MLCC电容器将具有完全相同的高频阻抗。电容值较小的电容器不再是“高频”电容器。事实上，一个10 uF MLCC电容器也将是一个“高频”电容器。
如果低ESL在设计中有价值，应始终使用MLCC电容器。即使是一个10 uF MLCC电容器可以有不到10%的ESL和阻抗的“高频”陶瓷圆盘电容器。
在较老的产品中，当使用通孔电容器时，较小的值电容在较高频率下具有较低的ESL和较低的阻抗。当电路板上的一个电源引脚上只有一个电容的空间，并且来自该引脚的瞬态电流很小时，指定一个具有低电感的单一“高频”电容器。这是一种低值电容，通常为0.1 uF。
当一个引脚有三个电容的空间时，通常指定三个电容值的范围。这提供了较低的阻抗在高频和较低的阻抗在低频比只有一个值电容器。图7是显示这些常见规格的典型原理图的示例。
图7典型电路示例，显示具有三个不同电容值和一个小值单电容的去耦网络。
然而，这个原理图示例不是来自使用通孔部件和通孔电容器的旧设计，而是来自一个120 MHz前沿Cortex M4微控制器板，设计和组装全部使用MLCC电容器。高频电容器的神话一直延续到这个设计中，因为它在许多其他仍然指定一个小值电容器作为单个电容器和三个不同的值为更高的电流引脚。
高频电容的神话和三种不同电容值的使用是遗留代码，仍然存在于许多现代设计中。
哪个更好?
那么，哪个更好:三个价值相差十年的电容器还是三个价值相同的电容器?
不幸的是，只有对所有元素进行精确模型的系统级分析才有机会回答这个问题。
如果说明书中的建议是使用三个不同值的电容器，那么编写说明书的工程师很可能从未做过任何分析，而是使用了基于高频电容器神话的50年前的设计指南。随着20年前MLCC电容器的引入，这一建议背后的基本原理消失了。怀疑PDN的设计。
在这种情况下，使用什么可能并不重要。您的产品可能工作，尽管电容器值，但可能不是因为他们。
当三个具有相同ESL的不同值电容器并联时，它们的自谐振频率之间会产生两个平行谐振峰。峰值阻抗值与相邻电容的电容和电感以及电容的ESR有关。
图8显示了三个电容器的三种不同组合的模拟阻抗剖面。其中一种组合是建议采用10uf、1 uF和0.1 uF的通孔技术。第二种是在MLCC电容器技术中实现的相同组合。第三种组合是全部相同的10 uF MLCC电容器。MLCC电容器的ESL为1nh。
图8三个不同的和三个相同的MLCC电容器的模拟阻抗曲线。
三个同样大的电容值在整个频谱上比三个不同的电容值提供更低的阻抗(并且在中频没有平行谐振峰)，但这并不意味着它是一个更健壮的解决方案。
最后一个产品可能已经工作了，但您可能不知道设计有多健壮，或者一些不可追踪的、不可重现的故障可能是由于过度的开关噪声，而数据模式的收敛刚好在平行谐振处看到了略微高的阻抗。
不要认为三个不同值的电容器是一个稳健的策略，或者三个相同值的电容器更稳健。如果没有系统级分析，它们可能都是同样可接受的、同样边缘的，或者因为相同的错误而失败。
“考试”质量
如果您不打算进行自己的系统级分析，则计划实施一个全面的测试计划，以便您可以找到PDN中的薄弱环节并“测试质量”。
全面测试计划的一部分是为PDN中的测试进行设计。例如，你越能更好地利用高带宽感测线来描述噪声(不仅是在电路板上，而且是在芯片的衬垫上)，你就越能更好地比较一种去耦策略与另一种。图9是在I/ o开关时，在模具电源轨和板级上测量的电压噪声的一个例子。在5v导轨上，模上电压噪声峰值为600 mV。板级电压噪声峰值只有75 mV。
图9测得的电压噪声在模具上的同一功率轨上通过感测线测量，在电路板上，两者都是相同的200mv /div。
无论应用场合如何，低安装回路电感总是有价值的。这就是为什么MLCC去耦电容器应始终放在板上的第二个组件，因此它们可以以最低的安装电感实际布线。
如果一个引脚上只指定了一个电容，这是许多小电流应用的常见做法，那么总是在可接受的额定电压下，在最小的实际尺寸上使用允许的最高电容。如果没有系统级的分析，这仍然不能保证产品的健壮性，一个彻底的测试计划是必不可少的。
设计质量:正确的去耦电容器策略
使用三种不同值的去耦电容器是基于过时的假设，即小值电容器是“高频”电容器。在我们MLCC电容器的时代，这个假设不适用，什么是更好的建议?不幸的是，答案是:“看情况而定。”
然而，有一些通用的设计准则适用于大多数系统。
任何PDN的目标都是为需要的组件提供直流电压，并为应用程序提供可接受的噪声水平。用于解耦的MLCC电容器只是良好PDN策略的一部分。
PDN设计的基本原则之一是保持阻抗剖面，就像IC的衬垫所看到的那样，平坦的阻抗和一个可接受的低值。这意味着通常通过增加更多的电容来降低并联谐振峰值，降低环路电感，并通过使用不同的电容值或通过控制ESR(这将降低峰值的q因子)来塑造阻抗剖面。
这有时转化为足够的体积电容，使vrm -体积电容峰值降低。在高频端，板级的平坦阻抗剖面将有助于抑制模上电容和封装引线电感并联谐振峰的Bandini山。
选择电容值需要进行系统级分析，包括一端的VRM和另一端的消耗元件。当您设计所有安装特性以尽可能降低电容器的环路电感时，使用3D模拟器和基于测量的建模工具为PDN元件开发精确的模型以模拟整个系统始终是有价值的。精确的VRM模型和每个导轨的模上电容以及封装引线电感是设计稳健设计的整体分析的一部分。
当存在相当大的包内解耦时，散装电容器和MLCC电容器的低频特性就显得更为重要。当模上电容和封装引线电感占主导地位时，从它们的平行谐振中产生一个大的班迪尼山，由板级MLCC电容器产生的平面阻抗曲线的阻尼是重要的。
不幸的是，只有三个电容值的组合，除了使用可控ESR电容器，将不会为Bandini Mountain提供任何板级阻尼。
这仅仅是对优化的、具有成本效益的解耦策略的一些设计驱动力的一瞥。第一步是识别问题。第二步是找出问题的根源，第三步是确定提供可接受噪声的整体PDN设计策略，优化后的解耦策略只是其中的一部分。
当系统的目标阻抗存在超过6个数量级的差异时，从许多物联网应用中的大于10Ω，到基于大型网络处理器的产品中的小于10 uOhms，不存在一种具有成本效益的策略，而是有很多。
但这是另一个故事了。
总结
使用三种不同电容值的起源是基于通孔，引线电容器的使用。较小的电容值通常具有较低的ESL和较低的高频阻抗。对于通孔电容器，使用三种不同的电容值具有性能优势。
但对于MLCC电容器，在使用超过20年，这些旧的，遗留的设计准则不再适用。
当只指定一个或三个电容器进行去耦时，可能是因为没有对设计进行分析。相反，在上一个设计中起作用的是在下一个设计中推荐的。设计作品，尽管使用了三个不同的值，而且很可能使用三个相同的值也同样有效。在这种情况下，设计的健壮性是“在测试中”而不是“在设计中”。
最好的方法是始终进行自己的分析，包括电源分配系统的其余部分，以及安装到系统中的所有组件的精确模型。
如果您的设计指定了三个不同的电容值，那么您可能遵循了一个已经沿用了20多年的传统设计准则。也许是时候为你的下一个设计重新考虑这个设计指导方针，并做你自己的分析
进一步的阅读
E. Bogatin，“信号和功率完整性，简化”，普伦蒂斯霍尔，2018年。
I. Novak，“基于时域和频域性能的旁路电容选择的配电网络设计方法的比较”，设计工程，2006。
S. M.桑德勒，《电力诚信》，麦格劳希尔出版社，2014年。
L. Smith和E. Bogatin，“电源完整性和PDN设计原则”，Prentice Hall, 2018。
