利用多惠更斯盒检测和量化噪声源到受害对象的耦合路径

惠更斯盒用于识别和量化便携式电子设备中从噪声到受害者的耦合路径。该方法的新颖之处在于，多个不同尺寸的惠更斯盒同时定义在同一个关键接口(例如USB、PCIe、MIPI)上，以找出耦合到天线的噪声的主要贡献者。模拟揭示了潜在的耦合机制，在大多数情况下，这是由于板对板连接器(BtoB)、组件和具有严重不连续的区域。导电耦合是最关键的，辐射耦合通过采用保形屏蔽或金属屏蔽罐保持在最小值。由于产品设计周期内的界面重复和布局相似，研究结果可以扩展到大多数移动设备。

联网电子设备，如平板电脑、笔记本电脑、智能手机和物联网(IOT)产品的多样化生态系统，包括多个射频系统。在多个天线和高速数字电路共存的现代设备中，射频干扰(RFI)是一个主要问题。

RFI是指同一设备内的干扰导致射频接收机的灵敏度下降。通常天线具有非常高的灵敏度，因此，允许的辐射水平(各种无线标准从-90dBm到-125dBm)远低于联邦通信委员会(FCC)规定的允许辐射水平。因此，拥有符合FCC认证的设备并不一定意味着无线电范围不受干扰的限制。当干扰发生时，可能会导致一系列问题，从通话中断(在手机的情况下)，到下载视频时无限缓冲，甚至是设备的一般故障。

通常，RFI/desense问题可以分为三个部分:噪声源、耦合路径和受害者(图1)。耦合可以是导电(电感和/或电容)和辐射。

信号源(噪声)通常是根据经验知道的，在大多数情况下，它与开关模式电源(SPMS)[1]、高速接口(例如USB 3.0/3.1、DDR、PCIe)、MIPI显示等有关。受害者是众所周知的，它由天线/s表示，因此，问题中最困难的部分是耦合路径。到目前为止，耦合路径总是被视为一个由s参数[2]或场分布(真实或重建[3])表示的黑盒子，用于检测热点。因此，很难深入了解噪声源与被害者耦合的电磁机理。

用惠更斯盒(HB)来定义噪声源并不是一种新方法，许多著作都对其进行了处理。然而，人们认为惠更斯的方法无法指导工程师找出噪声源的哪一部分导致了问题，以及如何解决问题。除此之外，惠更斯盒子(HBs)的使用一直与减少计算时间和/或保留专有信息的能力有关。

在这项工作中，提出了一种新的方法，使用多个HBs来识别和量化便携式电子设备中从噪声到受害者的耦合路径。在同一关键接口的路径上定义不同大小的HBs，分解传输线区域、连接器、路由和组件造成的不连续区域。研究发现，噪声源和受扰源之间的耦合路径大部分是由于使用连接器(BtoB)和/或严重的不连续，例如用于无源滤波器的组件垫。此外，还发现导电噪声是耦合的关键部分(因为大多数芯片是保形或金属屏蔽的)。

惠更斯原理和等价定理

用近场源(NFS)替代噪声源的技术基于表面等效定理，该定理指出，体积中的源可以用其发射的场(作为印象源)替代，这些场被标记在包围该体积的表面上。

在惠更斯等效原理中，实际源被等效源取代，等效源在感兴趣的区域内产生与实际源相同的场。图2显示了惠更斯等效原理的三种情况。根据表面等效定理，通过在虚惠更斯表面上施加等效表面电流和/或磁电流，可以得到虚惠更斯表面外的场。

实际辐射源记为电流密度J₁和M₁，表示为(1)-(2)。辐射场记为E₁和H₁在均质介质中(Ɛ₁和µ₁)，n表示指向外的单位法向量。以类似的方式，可以用表面电流和磁电流(Love的等效图2(b))，或用内部填充PEC的表面磁电流(PEC等效图2(c))，或用内部填充PMC的表面电流(PMC等效图2(d))代替辐射源，如(3)-(4)所示。

在本研究中，计算了填满完美磁导体(PMC)的惠更斯表面的表面电流。为了便于测量，惠更斯表面被选为矩形盒子。随着惠更斯表面包围辐射源，HB外的场由整个惠更斯表面上的等效源唯一决定。

惠更斯盒原理的验证

为了验证HB原理，我们考虑了一个真实的移动设备，并在位于手机底部和type-C连接器附近的柔性PCB上定义了一条时钟线(见图3)。端口3位于时钟/信号线(源)上，另一侧以50欧姆电阻端接。13-14-15端口位于天线(被害者)上。

图4中的结果显示了原始模型和等效模型之间所有三个端口的信号-天线耦合的比较，其中时钟/信号线被HB取代。在0-6GHz的分析范围内实现了很好的相关性。在极低频范围内的小差异可能是由于截断误差，当时间信号没有完全衰减到零时发生。图5比较了原始(完整)模型和等效HB模型在800MHz时的h场分布。非常相似的场分布可以看作是HB方法在真实/复杂结构中的有效性的证明。

使用多个惠更斯盒子

在[4]中，使用两个惠更斯盒对噪声源进行量化;然而，除了盒子总数的限制(只有两个)之外，它们还被用来描述不同的源，从而分离耦合路径。此外，本文还利用正向和储备两个问题来预测多噪声源耦合电压。在我们提出的方法中，多个HBs直接应用于单个噪声源/可能的耦合路径，并使用单步计算耦合到受害者的噪声，从而可能节省计算工作量。

图6显示了从主板上的应用处理器(AP)到flexPCB上的type-C连接器的USB链接示例。确定了六种不同的HBs，以分离不同区域的贡献，主PCB, BtoB连接器，带不连续区域的flexPCB和type-C连接器区域。通过分析链路上的场分布，可以明显地看出场的大部分强度是如何集中在从BtoB连接器区域(HB3)开始的柔性印刷电路板(FPCB)区域。

一个由一个简化的移动电话组成的第一个测试模型被考虑用于验证所提出的方法。考虑位于该器件顶部靠近该天线的部分上的时钟/信号线。线路一侧通过离散端口激励，另一侧加载50欧姆电阻。为了研究可能的磁场变化及其对天线耦合机制的影响，在线路上放置了连接器。如图7所示，定义了三个HBs，并报告了原始模型与重构后的天线耦合(通过数学方法将三个HBs的贡献相加)之间的比较:如果St是时钟/信号线到天线的耦合系数，则St=S_HB1+ S_HB2+ S_HB3，其中HB1…3个是与这三个地区相关的HBs。在所考虑的0-6GHz频率范围内验证了良好的相关性。

图8报告了每个HB对天线耦合的贡献。从这些结果中，我们可以看到在1.2GHz以下和2.5-4.8GHz频率范围内，从信号线耦合到天线的大部分噪声来自HB3，也就是包含BtoB连接器的HB。在其他频率范围内，HB2似乎占主导地位，正如人们所预期的那样，由于信号线与天线的接近，并考虑到在这个测试用例中参考是理想的事实。

在实际情况下，不可能完全移除BtoB连接器，因此，我们尝试根据图9a中的布局重新布线信号线，在到达连接器的线路和连接器本身之间创建90度角。其主要思想是尽量消除信号线和连接器之间的一些耦合场。新的信号线和天线之间的耦合系数明显提高了1.8-3GHz的范围，降低了10dB以上。

仅供参考，图9b显示了完全移除连接器时的结果。有趣的是，耦合噪声几乎覆盖了前一种情况，表明在相同频率范围内耦合噪声的降低幅度略低。然而，相对于90度信号线路由和/或原始布局，3.5-4.5GHz的频率范围减小了~8-10dB。

如图10所示，在相同的简化电话模型上设置了一条曲线形信号线，以分析天线的不同耦合机制。Fs1和Fs2是两个HBs，定义方式是Fs1只包括信号线上的线性部分，而Fs2包括弯曲线。与天线耦合的s参数报告在同一图中。在低频范围(< 1GHz)， Fs1和Fs2产生非常相似的耦合值;但是，在1-5GHz频率范围内存在一致的差异，在1.5GHz到2.5GHz范围内Fs2要高~10dB。这一发现提示可能的EMI退化由于曲线形的存在。

案例研究1

本测试研究包括用于移动设备[5]的主板。图11展示了电路板以及两个主要ic，应用处理器(AP)和内存，以及从AP开始的USB 3.0线路到BtoB连接器的衬垫位置的路由。从这里，柔性pcb将线路连接到位于手机底部的type-C连接器。本研究的目的是研究USB线路与分集天线之间的耦合机制，分集天线位于设备的顶部(受害端口如图11所示)。

为了简单起见，使用四个HBs来分割感兴趣的区域，目的是捕获AP和BtoB侧的垫区影响以及由于弯曲线可能产生的辐射，在某些情况下，这可能会产生共模转换，并对RF完整性有害。

图12a显示了HBs引起的耦合系数，我们可以看到在6GHz以下的频率范围内，耦合的主导因素是由HB1表示的，这是靠近AP的惠更斯盒，但它也包括一些与用于放置组件的垫有关的不连续。

在0-2GHz频率范围内，HB4对耦合机理的贡献排名第二。这很有趣，因为与HB2和HB3相比，HB4的位置相对于受害者点更远。然而，HB4包括一个严重不连续的区域以及一个BtoB连接器。对于f > 2GHz, HB2和HB3占主导地位。图12b用平行于信号线的横截面上1800MHz的h场(A/m)分布证实了这些发现。与四种HBs相关的e场图也显示HB1和HB4的耦合更强。

旨在降低天线耦合的可能变化有:1)将组件移离AP更远，2)重新布线接近BtoB连接器的部分线路，3)(难以应用于实际产品)完全移除连接器。

案例研究2

这项测试研究分析了第一代5G(低于6GHz)的无线路由器。图13显示了路由器的视图;注意大散热器覆盖了PCB底部的大部分，三个天线对称地位于路由器的顶部。总各向同性灵敏度(TIS)[6]测量显示波段1在2412MHz (802.11b/g)的值约为-71dBm，而在5825MHz的规格范围内。

对带散热器和不带散热器的PCB的三维全波仿真显示，当CPU的其中一个PWR导轨被激发时，与天线的耦合路径主要由散热器表示，同时存在辐射路径和导电路径(图13a)，尽管导电路径占主导地位。

由于模拟时间较长(> 1天)，使用真实PCB对散热器进行优化是不现实的;因此，生成一个简化模型。PCB被建模为一个固体物体，CPU被建模为一个金属贴片，谐振频率为5825MHz。简化模型揭示了与原始PCB相同的耦合路径。图13b比较了简化的PCB +散热器模型的电场@ 2412MHz，我们可以清楚地看到散热器箱的存在，至少有两条耦合路径导致天线退化。

为了优化散热器并降低2412MHz时的RFI，我们首先将PCB模型的区域划分为7 HBs，目标是确定与天线主要耦合的面积/s。散热器安装在单板上，通过螺钉与PCB框架电连接，如图14所示。

电流闭合回路并导电耦合到天线上的唯一方法是通过金属螺钉;因此，哈佛大学多选择在周边地区。从图13所示的场分布来看，同样明显的是，由贴片(模拟IC)激发的场在整个板上以径向方式扩散。为了中断这种场传播并减少耦合到天线上的辐射场，还需要在散热器顶部设置一个槽/间隙。

图15显示了由于每个HB导致的三个天线的耦合系数，显示了具有主要耦合的HB区域。有趣的是，这种耦合与几何距离没有直接关系;相反，对于三个天线来说，无论哪个HB被认为是激发，它似乎或多或少都是常见的。

此外，HB与天线和主要HB区域之间的耦合系数与图13所示的场图分布一致，图13显示了与其他两个天线相比，左上方的天线对耦合噪声更免疫。

散热器与天线之间的主要耦合是由于HB3、HB4、HB7和HB6。目标是通过改变螺钉的位置和数量来优化散热器，并将它们定位在对应于更高场强的HBs中。经过几次迭代，我们得到了如图16所示的优化模型，其中还显示了原始散热器几何形状，以便进行比较。螺钉的总数从8个减少到6个，提供了新的位置，除此之外，在主IC附近的区域创建了一个插槽(其长度激励频率为2412MHz)，以分解辐射场。

优化后的散热器在2412MHz时的电子场分布如图16所示，散热器与天线之间的宽带耦合系数如图17所示，从原始散热器到优化后的散热器，我们可以观察到~10dB的场衰减。优化后的散热器原型被制作并安装在无线路由器上，TIS的新值从原来的-70dBm降低到-75dBm，这足以满足天线灵敏度。为了进一步推动HB结果的极限，并考虑到某些区域似乎对天线的导电耦合几乎免疫，通过移除位于散热器左侧的两个螺钉来执行最终的模拟。这意味着螺丝总数减少到4个，从而节省了成本。新的结果如图18所示，可以看到与使用6个螺钉的情况相比，可以实现非常相似的性能(在感兴趣的频率下，场强降低~ 10dB)。

结论

介绍了一种在移动设备早期设计阶段预测RFI/desense的方法。主要思想是在耦合路径上使用多个HBs，以检测耦合到受害者(天线)的主要贡献者，从而进行更改并最小化RFI。在设定水平上的关键区域可以被识别，因此，减少了旨在分析信号与天线耦合的实验数量。

使用两个不同的测试用例对所提出的方法进行基准测试。第一个预测了移动设备中的主要耦合区域(组件衬垫和BtoB连接器)，当USB线被认为是攻击者时。第二个测试用例允许设计一个优化的散热器，有助于减少即将到来的5G一代无线路由器在2412MHz (802.11b/g)频段内的TIS。优化的散热器不仅提供了良好的电气性能，它也更具有成本效益，因为最多可以节省四个金属螺钉。作为回报，这也允许在电路板上有更大的路由空间。

本文的早期版本发表于DesignCon2019.

参考文献

1. K. Kim, H. Shim, A. Ciccomancini Scogna, C. Hwang，“移动平台中RFI解决方案的SMPS振铃噪声建模和缓解”，IEEE传输。关于组件和包装，vol.8, n.4, 2018
2. 王勇，吴淑娟，张杰等，“一种基于仿真的耦合路径表征方法，以促进高密度设计和调试”，IEEE学报。EMC+SIPI研讨会，2018年8月，美国加州长滩
3. 潘杰，王宏，高旭，黄C.等，“基于互易性的等效偶极矩模型和分解的射频干扰估计”，IEEE学报。关于EMC, vol.58, n.1, 2016
4. 孙永勇，曾柏芝，林宏，黄志强，“基于互易性的RFI噪声源量化”，IEEE Int。EMC研讨会，2018年8月，美国加州长滩。
5. https://www.ifixit.com/Teardown/Huawei+P9+Teardown/62348
6. A. Ciccomancini Scogna等人，"移动电子设备RFI接收机灵敏度分析’”，DesignCon 2018 &信号完整性杂志。