40ghz PCB互连验证:期望与现实

近年来，PCB互连中数字信号的频率含量增加到40-50 GHz。为了确保互连在这个带宽上按预期工作，我们必须建立验证板。本文报告了从验证项目中获得的经验教训，目标是建立一个系统预测高达40 GHz互连行为的正式程序。我们将讨论测试结构、连接器和测量设备的选择，展示基于初始制造前假设的分析的不确定性，并分析基于识别材料模型和制造商调整的更正式的方法如何更接近现实。

如何设计具有高达40 GHz的良好分析-测量相关性的PCB互连?是否可以通过典型的低成本PCB材料和制造工艺，典型的痕迹宽度，通过背钻和空间不足放置拼接孔?您的EDA供应商显示了分析工具与测量的良好相关性，即使高达50 GHz，您的PCB制造商确保板将按照设计建造，并提供有关堆叠和材料的所有可能信息。使用易于使用的TDNA或VNA进行测量也应该是“小菜一碟”。没有什么可担心的，设计的互连应该像预期的那样工作。

不幸的是，许多SI工程师很快就意识到事实并非如此，现实可能与我们的预期相差甚远。为了在这个频段上验证设计到制造流程中的几乎所有内容，我们实际上被迫建立验证板。此外，每次使用新的PCB材料，甚至是新一批材料或PCB制造商时，都必须进行重新验证。这种验证的结果应该是一个正式的过程，在此之后，我们减少了期望和现实之间的差距，并能够可靠地预测生产板上的互连行为在这个带宽上。这是这个项目的主要目标。我们不像在一些验证项目中通常做的那样，仅仅在个案的基础上显示最终的分析到测量的相关性，而是报告一个基于材料模型和制造调整识别的正式程序。分析并报告了基于制造前假设的分析的准确性。我们还讨论了在电路板设计、制造和测量中遇到的意想不到的工件(我们都知道，事情会发生)。

我们从描述“梦想验证项目”开始——如果一切都按照预期进行，验证过程应该是什么样的。作为框架，我们使用了“沉浮”验证流程，该流程由多个验证板开发和测试，如Teraspeed的PLRD-1 [1]， Wild River Technology的CMP-08和CMP-28[2]，[3]，以及Rambus的“经验教训”板[4]。本文所描述的项目可以被认为是“沉或游”方法在与生产板结构接近的板上应用的第一份详细报告。

我们继续进行验证板计划，并讨论测试结构的选择。除了单端和差分传输线段用于材料参数识别和Beatty标准等测试结构外，该板还包括常见的高速PCB互连结构，如交流耦合电容器、延迟匹配补偿、DDR电路中使用的弯曲线、不同数量拼接孔的差分和单端通孔，用于研究能量局部化现象。正如通常所做的那样，所有结构都是根据PCB制造商提供的堆叠几何和材料参数设计的(制造前假设)。

接下来，我们展示了基于制造商提供的数据的模型的带宽是非常有限的。实际上，对于目标频率带宽，仅使用制造前的假设是不可能预测互连行为的。为了增加预测带宽和提高准确性，对过程的最小可能调整是什么?首先，我们用截面来验证轨迹的几何形状。通过一些横截面样本，我们做出了新的假设，即确定的痕迹宽度和形状调整对整个板来说是共同的。接下来，我们为每个信号层使用两个传输线段(单端和差分)，用gms参数[5]正确识别材料模型。最后，基于有限的板截面和仅t线段的s参数测量，我们采用一组新的制造后假设，逐个结构进行分析，并将改进后的模型与测量值进行比较。这揭示了额外的预期和意料之外的惊喜。结果是一个相对简单的正式过程，为那些想要为验证项目和生产委员会设计可预测互连的人提供了一组建议。

“沉或游”验证过程

设计成功的关键要素之一是对制造、测量和建模进行系统的基准测试。系统意味着分析与测量的相关性，不仅观察到一个或两个结构(例如测试样板)，而是广泛的典型互连-单端和差分，条带和微带，简单的平面和垂直过渡或通孔等。这样的比较应该在频率(s参数的幅度和相位)和时间(TDR和可选的眼图)域上一致地进行。换句话说，系统验证或基准测试是必要的，以确保电路板按设计制造，测量是正确的，最后，互连分析软件提供可接受的精度。这是一个巨大的项目，特别是如果你第一次做的时候没有太多的经验。幸运的是，有许多关于[1]-[4]类似项目的报道。这里我们将使用“沉或游”方法[4]作为基础。可分为7个步骤(包括电路板设计和制造):

1.与制造商一起选择材料并定义PCB堆叠

2.用EM分析设计测试结构(简单的链接，发射，通孔等)

3.制作单板并安装连接器

4.测量s参数，并通过正式的质量度量和视觉检查来验证测量的质量

5.横切电路板并确定生产调整(如果有的话)

6.利用gms参数或SPP Light技术识别宽带介质和导体粗糙度模型;

7.使用确定或验证的材料模型和确认的调整一致地模拟所有结构，并将s参数和TDR与测量结果进行比较(在此步骤中不允许对数据进行进一步的操作或“校准”);

最初的预期是在3个月内完成这个项目。说起来容易做起来难——由于优先级低、资源少，这个项目花了大约一年的时间才完成，我们仍在调查数据，为下一次迭代做准备。这个项目的主要障碍实际上是测量设备。不幸的是，关于什么测量设备适用于极宽带SI问题，什么不适合的知识并不是常识，供应商也并不总是很有帮助。

验证板设计

验证平台是非常重要的工具，可以对制造商进行资格预审，对信号完整性软件进行基准测试，或学习如何在微波到毫米波带宽范围内进行测量。通过对一组典型的互连结构进行分析-测量比较，可以很容易地确定该软件的准确性和局限性。验证平台可以自行开发，也可以从供应商处购买。业界首创的验证平台之一是Teraspeed咨询集团[1]的物理层参考设计板(PLRD-1)。PLRD-1的使用揭示了在Simbeor软件中开发行业首个宽带介质和导体粗糙度模型的必要性。

一个现成的验证平台的例子是[3]中介绍的Wild River Technology公司的CMP-28/32通道建模平台。现成的验证平台是学习的方便工具，但这种平台中的堆叠和互连几何可能不具有生产板的代表性。在这种情况下，必须使用具有类似于生产板的堆栈结构的自定义验证平台，就像在本项目中所做的那样。

板的设计从材料的选择和堆叠的定义开始。高速布线层选用松下Megtron6材料。图1所示为电路板制造商提供的一些预制造规格。该板有20层，其中8层为高速信号，如图2所示。目标阻抗已经为PCB制造商指定，制造商必须用一些公差来实现它。这是生产板的通常选择。制造商提供了预期的轨迹宽度和间距调整，如图1右表所示。预期阻抗变化在8%以内，这太大了，期望在40 GHz有良好的相关性，但这是典型值。在板布局中用0.20mm (7.9 mil)衬垫的过孔将用0.250mm直径的钻头(9.85 mil)钻孔。不允许在任何层的信号通道上安装无功能的衬垫。 Via backdrilling is to be done for some structures.

图1。从制造商处获得的验证板材料和迹线宽度及调整。

图2。验证板堆叠(左)和Simbeor软件中的初始材料模型(右)。

预布局分析的Stackup定义如图2右侧所示。这是我们现阶段能做的最好的了。Megtron6规格提供介电常数和损耗正切在多个频率。预期宽带德拜(又名Djordjevic-Sarkar)模型定义的任何点从规格提供了一个很好的近似的目标频率带宽。主要问题在于导体粗糙度模型:我们所知道的是铜箔粗糙度指定为H-VLP，没有其他数据。PCB制造商在电路板制造过程中也会对铜箔的光亮面进行粗糙处理，没有任何电气建模参数。即使我们从铜箔制造商那里获得了铜箔的配对面数据，PCB制造商对闪亮面的处理使它实际上毫无用处。因此，我们开始时没有导体粗糙度模型，并使用PCB制造商提供的轨迹调整。显然，这将不能为插入损失提供良好的相关性，并且需要模型识别-这应该是预期的。不过，这些数据对于发射孔和过孔的设计是可以接受的。 Ideally, a test coupon with the same stackup should be built for the material identification, to identify the conductor surface roughness model, and to improve accuracy of the pre-layout analysis. The validation board may be considered as such coupon.

验证板上的结构应包括用于材料模型识别和验证的结构。为了使用gms参数[5]或SPP Light[6]进行识别，必须为每个唯一层使用两段差分或单端t线。此外，我们可以使用Beatty标准(串联谐振器)来确认提取的模型适用于不同宽度的迹线。用于材料识别的线段也可用于简单差动和单端链接的测试(它们类似于生产板上使用的迹线)。此外，我们决定将通常用于串行和并行接口的互连结构:每个路由层的差分和单端(SE)通孔;类似于SERDES链路上使用的交流耦合电容器;类似于DDR链路上使用的弯曲线段;以及差动连杆偏斜补偿结构。所有的路由在一个角度的边缘板，以避免纤维编织效果。所有结构的最终板布局如图3和图4所示。

验证板设计中最重要的元素是发射。探针或连接器的启动都必须进行优化。如果发射反射太多，通常会使它们更容易受到制造变化的影响，并且更难以去嵌入以进行材料识别。设计目标是使反射和对制造变化的敏感性最小化。该板被设计为有2.92或2.4毫米压缩安装连接器安装在顶层。使用了来自两个供应商的连接器。设计了5个低反射孔，用于连接带有微带线的结构的TOP和BOTTOM, TOP到INNER1(带背钻)，TOP到INNER2(带背钻)，TOP到INNER3(带背钻)，TOP到INNER6(不带背钻)。从制造商获得的堆栈/材料用于模拟和优化发射。

发射设计示例如图5和图6所示。发射是使用没有连接器的分解方法进行模拟和优化的——它降低了模型的质量，而且模型预计只能工作到30 GHz。所有发射都设计有9个缝合孔位于直径2.3毫米(91密尔)的圆上。拼接孔将所有参考平面与TOP层中的金属贴片连接在一起。拼接孔直径为0.250 mm (9.85 mil)。从信号通孔到拼接通孔的距离在30 GHz时约为波长的四分之一(介电介质中波长的四分之一约为1.35 mm) -预计发射应该在30 GHz左右逐渐失去定位(短路通孔在四分之一波长距离处的阻抗变得非常高，接近开放)。我们不能期望在这个频率以上有良好的相关性。尽管如此，由于大的平行平面和沿着t线段放置的大量拼接孔，预计返回路径的阻抗将保持低。

图3。20层验证板布局(红色图例为材料识别结构)

图4。带有单端(SE)和差动通孔的连杆布局。

图5。用于微带结构的从上到下层发射设计-反射损耗在27 GHz以下为-20 dB，在40 GHz以下为-10 dB。

图6。INNER2层带状线结构的TOP到INNER3层发射设计-反射损耗在33 GHz以下为-20 dB，在40 GHz以下为-10 dB。

电路板设计好并发送给制造商后，我们注意到金属痕迹被放在TOP层，如图3所示。幸运的是，这并不重要，因为TOP层被固体金属平面与板上的所有痕迹隔离开来。在板子布局阶段的最后，我们做了如下的现实观察:

• 在布局文件中，通孔直径定义为0.2 mm (7.9 mil)，但制造商应该使用0.25 mm (9.85 mil) -它应该在布局后分析中考虑到;
• PCB采用“阻抗控制”工艺制造-所有的走线宽度和间距都由PCB制造商调整，这也不反映在布局文件中，但应在布局后分析中考虑;
• 没有痕迹形状信息(对损失评估很重要);
• 没有关于阻焊板形状/参数的信息;
• 无导体粗糙度模型信息;
• 没有实际回钻的资料;

所有这些都使得后布局分析不准确，在目标频率上实际上无用。这主要是因为缺少导体粗糙度模型。预计HVLP粗糙度和制造商额外的铜处理会大大降低3-5 GHz以上的信号，但我们没有数据来评估这些额外的损失。在任何项目中，如果没有预先建立的测试券，并且材料和制造商完全相同，这应该是预期的。然而，制造商提供的介电参数和堆叠结构可能是可以接受的，以设计垂直过渡。

测量和gms参数提取

测量步骤的主要目标是在10 MHz到40 GHz范围内测量精确、高质量的s参数。考虑到制造的变化和发射的本地化，s参数应适用于提取无反射广义模态s参数(gms参数)，用于30 GHz以下的材料参数识别[5]。实现这一目标是本项目的最具挑战性和最漫长的一步。

按计划制作板，先用TDNA测量s参数，如图7所示。这些s参数的正式质量指标勉强可以接受(如图7的右侧所示)。尽管如此，视觉检查显示，在图8中只有两个结构的s参数幅度图上可以清楚地看到大量的噪声。对于初步验证来说，这个噪音水平是可以接受的。但是，用这些s参数计算的gms参数[5]也有很大的噪声，如图9所示。我们面临着一个选择，要么继续处理这些嘈杂的数据，要么找到其他选择。

图7。使用TDNA的s参数测量设置(左)和最终的Simbeor质量度量(右，IEEE T370 PG3)。

图8。示例:用TDNA测量层INNER1(条带，左)和层BOTTOM(微带，右)中差分10厘米段的混合模式s参数-可接受的质量指标，但有噪声。

图9。在INNER1层(左)和5厘米差分微带线(右)中，用TDNA测量的s参数计算出的gms参数可达10 GHz。

如果我们继续使用有噪声的gms参数，在10 GHz以上的材料识别将是模糊的。这是不可接受的。因此，我们决定寻找其他测量选项，包括尝试使用26 ghz VNA、多个40 ghz VNA和50 ghz VNA。

使用50 ghz VNA的测量设置如图10所示。我们在这个设备上遇到的第一个问题是随之而来的非常粗的电缆。由于连接器彼此放置得太近，差动结构的测量无法完成。我们替换了更细的电缆，认识到这可能会降低测量质量。如图10右侧所示，测量结果具有较高的正式质量度量。然而，仔细观察较低的频率就会发现图11所示的问题:反射参数似乎收敛到不正确的值(它应该在较低的频率下变平)。建立合理近似并使用它来推断数据到DC的尝试失败了，如图11中右边的图所示。(注意，较低频率的TDNA数据显示出适当的收敛。)

图10。使用50 GHz VNA的s参数测量设置(左)和最终的Simbeor质量指标(右，该指标正在IEEE T370 PG3的标准化过程中)。

图11。识别低频VNA测量的问题(左)，并尝试用有理近似外推结果(右，星型测量，x有理近似)。

VNA供应商解释低频发散是由eCal校准套件引起的，并建议我们使用机械校准套件。机械校准套件确实有帮助，如图12所示。不幸的是，现有的套件将最高测量频率降低到26 GHz，这是不可接受的。因此，我们使用这些测量来验证eCal试剂盒获得的结果，并仅识别导体电阻率。为了继续使用eCal kit在50 GHz范围内测量的数据，我们将测量数据切割到70 MHz以下，如图13所示。在这种情况下，对DC的合理近似更现实，仍然表明剩余数据的质量良好，但对DC的推断不可靠。因此，该数据不能用于铜电阻率的识别。它还可能导致TDR上的DC收敛不可靠，以及使用这种s参数的眼图计算存在实质性问题。如[7]所述"在较低的传输频率(< 10mhz)下注入0.5 dB的误差可以使85%睁开的眼睛变成完全闭上的眼睛——这是一个可怕的声明!

进一步目测差分传输线段的s参数，可以发现INNER3层线的插入损耗共振较大，所有线在30 GHz以上的共振较小，如图14所示。实际情况是，发射到INNER3层的存根没有后钻，这大大降低了INNER3层gms参数的带宽。这不是一个大问题，因为为INNER2层确定的材料参数预计也适用于INNER3层。(层数应该是一样的。)

图12。采用50 GHz VNA机械校准套件测量s参数。

图13。低频问题的可能解决方案-将测量数据削减到70 MHz以下，并使用合理近似进行外推。

图14。微分材料识别结构s参数的目视检查。

这一阶段的最终目标是为材料模型识别提供干净的gms参数。5厘米(约2英寸)输电线段的GMS参数是根据5厘米(约2英寸)和10厘米(约4英寸)长度的两个线段的s参数测量得出的。gms参数是模态空间中线段的s参数，归一化为模态的特征阻抗;它们是无反射的，没有模式转换参数。这是s参数的最简单形式，可用于高精度识别材料性能[5]。微分t线段的gms参数是4 × 4矩阵，只有2个唯一的非零元素:奇模态(模态1)和偶模态(模态2)的模态传输参数。根据定义，反射和模态转换参数为零。这使得它在材料鉴定方面特别有吸引力。复传播常数(Gamma)可以从线段的gms参数中提取，取对数并除以线段长度。Gamma可以用于材料识别，就像在SPP Light技术[6]中所做的那样。(然而，我们在这个项目中没有做这个额外的步骤。 The results should be nearly identical as shown in [6].)

提取gms参数前的最后一步是用TDR对线段进行预限定。这种资格预审的例子如图15和图16的左侧图所示。阻抗变化在2-3欧姆范围内，预计可以接受提取高达25-30 GHz的gms参数(见[8]的灵敏度分析)。右侧图15和图16中也显示了对INNER6层微带线和带线提取的gms参数示例(原始数据，无后处理)。要么是制造变化，要么是发射定位，或者最有可能是这两个因素都阻止了30 GHz以上的gms参数提取——插入损耗在30 GHz以上特别吵闹(图中没有显示)。相位延迟对[8]的变化不太敏感。除INNER3层外，所有结构的gms参数在30 GHz以内都是可接受的。图14中可见的存根共振将频率带宽限制在20 GHz。幸运的是，INNER3层有望具有完全相同的材料，可以用于识别。

图15。5厘米和10厘米差分微带迹线(左图)的TDR和5厘米差分段(右图)奇数和偶数模式(插入损耗和相位延迟)的gms参数。

图16。INNER6层(左图)5厘米和10厘米差分条带迹线的TDR和5厘米差分段(右图)奇数和偶数模式(插入损耗和相位延迟)的gms参数。

正如我们在图15的右侧图中所看到的，奇数(微分)和偶数(共)模式具有不同的传播延迟和微带结构(非均匀电介质)预期的衰减。另一方面，均匀介质中的条带结构在奇偶模态下应具有几乎相同的相位延迟(可能由于内部导体电感造成的微小差异)。然而，在实际应用中，我们在验证板上观察到所有条形线结构的奇模态和偶模态的相位延迟存在一些差异。在图16中可以清楚地看到条带层INNER6。这表明介质具有一定的不均匀性。这种不均匀性的结果是模式传播的差异，导致远端串扰(FEXT)对于条带线来说几乎为零。

我们强调，用于信号完整性目的的s参数宽带测量特别具有挑战性，并不是所有的测量设备都适合。SI问题要求在极宽的带宽上有很高的精度。从一种工具切换到另一种工具需要大量的计划和准备。这是我们在这个项目中学到的现实经验之一。在我们工作的这一步，我们成功地提取了高达30 GHz的gms参数，这足以识别频率连续的材料模型，预计工作频率高达40-50 GHz。此外，可测量低至10 MHz，以确定铜电阻率。

黑板上有什么?

在材料参数识别之前，我们必须知道材料识别结构的实际几何轨迹。在类似的[4]项目中可以观察到，实际的几何形状与预期相差甚远，在不知情的情况下分析结果是不可靠的。

在材料识别结构、发射、INNER6中的Beatty以及部分过孔上进行了截面迹线，如图17所示。这不是一个统计调查，而是验证基于制造商提供的调整，我们的期望有多远。INNER1层的连杆截面分析如图17所示。INNER6层和BOTTOM层截面分析如图18和图19所示。

图17。验证板横截面图(左)和INNER1层5cm和10cm连杆横截面分析示例(右)。

第一个观察结果是，预浸料层厚度比制造商提供的薄3-5 um(见图2)。经过调整，内部预浸料层的厚度变得更接近核心层的厚度。这是有道理的-如果两种层压板来自同一制造商和同一批次，那么压制和烘烤的预浸料应该是相同的材料。

第二个观察结果是，条带轨迹的几何形状非常接近预期。即使没有截面，材料鉴定和分析结果也会非常接近。然而，对于微带来说，情况完全不同，如图18和19所示。微带层比预期的厚，走线窄约10 um，并且走线形状不是矩形，而是“帽子”或“蝴蝶”形状。此外，焊料掩膜在迹线之间非常厚，在微带顶部很薄。这是典型的，但如果没有横截面，我们无法猜测所有这些。基于制造商提供的数字(图1和图2)的分析将给出阻抗降低2-3欧姆和不同的损耗(损耗取决于迹线形状)。

图18。INNER6层(左)和BOTTOM层(右)5 cm和10 cm连杆的截面分析。

图19所示。近距离观察底层(微带)中5厘米(左)和10厘米(右)链路的截面分析。

图20。差分迹线的宽度-距离-宽度调整和单端迹线的宽度调整(仅适用于阻抗控制段)。

最终的轨迹宽度和距离调整如图20所示。微带最关键的调整用红色标出。此外，微带层金属厚度为48 um，而不是预期的35 um，阻焊层在带材上的厚度为10 um，带材之间的厚度为38 um。从电路板布局中分析微带几何形状，甚至从制造商那里获得的调整，将导致单端约3欧姆的特性阻抗失配，而差分微带走线约6欧姆的特性阻抗失配。我们确定，由于相当大的阻抗失配，在原始布局中指定的道宽和间距的分析不能提供低于10 GHz的良好精度。如果没有横截面，微带迹调整就无法预测和正确解释。不过，由板制造商提供的调整带层可以安全地使用。除痕迹外，还对图17中标注的一些通孔进行了横切，并与预期进行了比较——结果可在完整报告[9]中获得。此时，材料模型识别的一切都已准备就绪。

材料参数识别

对于材料参数识别，我们使用了50 GHz VNA和eCal校准套件获得的测量结果。使用机械校准工具包进行的测量仅用于INNER6层的铜电阻率(用于所有带材)。但首先，让我们检查图1和图2的电子表格数据和图20的中间列。提取的无反射GMS参数允许对模型缺陷进行精确分析。微分微带和带线的广义模态插入损耗和相位延迟如图21所示，作为初始测量与仿真比较的一个例子。我们可以观察到模态相位延迟的一些差异:模型预测更低的延迟。这是由于分层层压板介质的各向异性(层压板制造商通常使用的条形谐振器方法将Dk识别为平面外方向)。更重要的是，测量的模态插入损耗和模拟的模态插入损耗有很大的不同。这种差异使得电子表格数据的任何分析在大约3 GHz以上都是无用的——这就是现实。

图21。在图层BOTTOM(左图，微带)和INNER6(右图，条带)中测量(星形)和建模(无粗糙度(圆))5 cm差分段的GMS插入损失和相位延迟。

有多种方法进行材料模型识别(见[4]和[5]中的概述)。通常，原始的或去嵌入的s参数用于“调优”相应的模型(有时称为“模型校准”)。这是一种可以接受的技术，但由于在微分道的情况下存在大量非零s参数，因此过于复杂。最简单的方法是只使用两个gms参数和以下正式过程(通过介质和导体损耗分离进行识别):

1. 通过匹配最低频率下实测和模拟的GMS插入损耗(GMS IL)来识别铜电阻率;
2. 通过匹配实测和模拟的GMS相位延迟(GMS PD)来识别介电常数(Dk);
3. 通过匹配较低频率(低于1-2 GHz)的GMS IL来识别损耗正切，并重新调整Dk以匹配GMS PD (LT的变化会影响延迟);
4. 通过匹配高频(2-3 GHz以上)的GMS IL来识别粗糙度模型参数，并重新调整Dk以匹配GMS PD(粗糙度也会影响延迟);
5. 是否为所有独特的介质在堆叠

有三种方法来进行该堆叠的材料识别。最简单的方法是假设层INNER1/INNER6和层INNER2/INNER3的介质填充是均匀的。毕竟，固化的预浸料应该与芯的电介质大致相同。确定的宽带德拜模型与Dk和LT @ 1 GHz(数据来自电子表格在括号中)如下:INNER1/INNER6: Dk=3.45 (3.23 & 3.37)， LT=0.0035 (0.002);INNER2/INNER3: Dk=3.4 (3.19 & 3.37)， LT=0.003(0.002)。所有带钢层的导体表面粗糙度均为一级修正Hammerstad模型，SR=0.35 um, RF=2.5。它只有两个介电模型-相对容易识别，适用于通孔和发射的分析，但它损害了痕量分析的准确性。特别是，使用非因果粗糙度模型导致差动带阻抗比TDR上观察到的低2-3欧姆。此外，对于每个条带层使用均匀的电介质，结果在偶模和奇模的相位延迟上没有差异，远端串扰为零。

图22。材料模型识别的两种可能结果-芯层和预浸料层(左)和每个带材层周围额外的富树脂层，以解释FEXT(右)。

另一种选择是坚持芯/预浸料堆叠结构，并为芯电介质确定一个模型，为条状预浸料层确定三个模型，如图22所示。确定的宽带德拜模型，Dk和LT @ 1 GHz(用于比较的电子表格数据在括号中):CORE(所有层，1035编织):Dk=3.37 (3.37)， LT=0.003 (0.002);Prep. INNER1/INNER6 (1027 weave): Dk=3.37 (3.23)， LT=0.003 (0.002);Prep. INNER2 (1035 weave): Dk=3.27 (3.19)， LT=0.002 (0.002);Prep. INNER3 (1035 weave): Dk=3.25 (3.19)， LT=0.002(0.002)。在这种情况下，参数SR=0.098 um, RF=12.5的因果Huray-Bracken模型被用于所有带钢层，以解释在初步TDR比较中观察到的阻抗差异。将导体电阻率调整为退火铜电阻率的1.2。在这种情况下，预浸料和核心电介质参数接近电子表格数据。然而，该模型实际上与第一个均质介电模型具有相同的局限性。差分条带线中奇模和偶模的传播速度差异太小，无法解释测量中观察到的FEXT(见下面的验证部分)。

最后，为了考虑层状电介质的各向异性，在叠加中定义了条带周围额外的富树脂层，如图22所示。“富含树脂”在这里并不意味着这是一个树脂层。它可能包含不同的成分，使这种复合材料的性能与织物层不同。确定的宽带德拜模型，Dk和LT @ 1 GHz(原始值在括号中):CORE(所有层):Dk=3.37 (3.37)， LT=0.003 (0.002);Prep. INNER1/INNER6: Dk=3.17 (3.23)， LT=0.003 (0.002);树脂INNER1/INNER6: Dk=3.562, LT=0.003;Prep. INNER2: Dk=3.124 (3.19)， LT=0.002 (0.002);Prep. INNER3: Dk=3.09 (3.19)， LT=0.002 (0.002);树脂INNER2/INNER3: Dk=3.425, LT=0.002。导体和导体粗糙度模型与前一种情况相同。 The material parameters for the microstrip layer were the same for the last two cases with Dk=3.4 (3.19), LT=0.006 (0.002) for prepreg and Dk=3.2 (4.0), LT=0.02 for the solder mask (both Wideband Debye models @ 1 GHz). Causal Huray-Bracken model parameters for microstrip are SR=0.229 um, RF=3.77.

图23。测量(星)和模拟(x-s)的GMS插入损耗(IL)和相位延迟(PD)的差分输电线路在所有独特的层。

图24。测量并模拟了层INNER2和层INNER6中迹线的奇模和偶模相位延迟。

实测与识别的gms参数对应关系如图23所示。图24显示了带周围富含树脂层的模型的优势。在没有附加层的情况下，即使采用不同的核心模型和预浸料模型，偶模和奇模的相位延迟也非常接近，模型中的FEXT几乎为零。现在一切看起来都很好，我们准备继续进行验证步骤。

验证:期望vs.现实

在验证步骤中，我们用前面确定的轨迹宽度和形状调整以及前一节中确定的电介质和导体粗糙度模型模拟了板上的所有结构。具有“富含树脂”层的分层电介质结构将被用作最准确的。在这一步不允许进一步的调整。这里的目标不是通过调整模型参数来获得测量和模型之间的良好拟合，并表明我们可以实现良好的相关性，而是根据正式的材料识别和有限数量的截面来确定可以实现的精度。这是对制造、测量和建模或揭示问题有信心的最重要的一步。

为了开始验证，我们必须决定将对什么进行建模。有两种选择:从测量数据(更简单的模型)去嵌入连接器和发射，或者用同轴连接器和发射创建测量链路的模型。众所周知，由于制造工艺的变化[1]，pcb上的脱嵌非常困难。它可能会扭曲一些测量(对于低反射结构)，也会降低频率带宽。我们将只使用它高反射结构，如Beatty标准。低反射结构是通过连接器和发射来模拟的。连接器型号不可用。为了克服这一障碍，通过测量两个对称背靠背连接的连接器的s参数，简单地合成了连接器模型。我们使用两个同轴截面的级联连接来建模连接器，然后将测量到的s参数的反射和传输的幅度和相位与背对背结构的电路模型相匹配。此外，所有发射(PCB部分)的模型都是用三维电磁分析构建的，作为Simbeor布局后电磁分解分析的一部分。

考虑到要比较什么，从技术上讲，s参数的大小和相位的比较足以决定准确性或发现问题。尽管如此，在时域的比较通常也需要，因为它可能揭示其他问题。与TDR瞄准镜直接测量的TDR/TDT响应进行比较，需要用与实验中使用的形状和频谱匹配的阶跃函数建模。这与眼睛图的情况类似。使用理想的斜坡阶跃函数或理想梯形脉冲的PRBS可能会混淆和扭曲结果。或者，测量和建模的s参数应该用于所有的时域计算，使用与模型带宽匹配的完全相同的刺激。它可以用两种方式完成:一种是用IFFT直接从离散s参数计算的脉冲响应进行卷积，另一种是用有理近似和快速递归卷积，就像这里所做的那样。有理近似是频率连续的，自然地将s参数扩展到直流和无限频率。从定义上讲，如果被动性得到保证，它也是因果关系。在这种情况下，时域分析的精度仅由有理近似的精度来定义。 In other words, the accuracy is always under control, unlike in the case of analysis with IFFT where interpolation and extrapolation introduce uncontrolled errors. In addition, the recursive convolution is exact for piecewise linear signals and much faster than the direct convolution. Thus, we will naturally use the rational approximation for all time-domain computations here. After all decisions on the modeling are made, we run the post-layout analysis for all structures on the validation board and compare the magnitudes of S-parameters, phase delays, TDR computed with Gaussian step with 20 ps 10-90% rise time and eye diagrams computed with 30 Gbps NRZ PRBS signal with 25 ps rise and fall time generated with LFSR with order 32.

首先，我们模拟了用于在材料模型识别步骤提取gms参数的微分链接，以了解模型如何在较长的分段中缩放。图25是用Simbeor软件分解电磁分析INNER6层完整的10cm(约4英寸)差动条形链路的结果。该链路分为单端和差动微带段和连接器+发射间断在四个端。验证结果如图26-28所示。图26比较了单端s参数的测量值和模型值。插入损耗有很好的对应关系，FEXT(由于匹配奇数和偶数模式如图24所示)和NEXT在30 GHz左右(在30 GHz以上发生了什么后面会解释)。尽管我们可以看到从大约10 GHz开始的反射参数的一些差异，并对30 GHz左右的插入损耗产生影响。

图25。微分分解电磁模型。INNER6层的条带链路(Simbeor)。

图26。INNER6层中10厘米差动条形链路-测量并模拟了单端s参数的大小。

图27所示。相差10厘米。INNER6层中的条带链路-测量和建模混合模s参数幅度(左图)和差分和共模传输参数的相位延迟(右图)。

图28。INNER6层中10厘米差动条带链路-单端(左图)和混合模式(右图)测量和建模TDRs。

图27比较了混合模态s参数的幅度和相位延迟。同样，我们可以观察到插入损耗和传输相位延迟之间的良好相关性。尽管由于结构的几何对称性，该模型预测几乎没有模态转换，但在现实中，我们可以在-30 dB左右观察到模态转换。图28中所示的单端和混合模式tdr揭示了反射和模式转换参数不匹配的可能原因-我们可以看到沿条带约1欧姆阻抗变化(接近基于制造商提供的数据的预期值)。我们还可以看到在连接器到发射接口的模型和测量之间大约3欧姆的差异。这将被进一步研究以改进模型。注意，连接器阻抗接近51.5欧姆，而不是制造商声称的50欧姆。来自制造商或基于连接器几何形状的模型在这种情况下不会有很大帮助(通常非常接近50欧姆)。沿轨迹的变化具有统计性质，不能在模型中直接解释。只有在知道带材宽度、电介质厚度和电介质参数可能变化的统计分布时，才能做到这一点。 Evaluation of the statistical manufacturing distributions should be done for each manufacturer or provided by the manufacturer. The alternative is to select a more accurate manufacturing process.

图29。底层10厘米差动微带链路-测量并模拟了单端s参数的大小。

图30。底层10厘米差分微带链路-测量和建模混合模式s参数幅度(左图)和差分和共模传输参数的相位延迟(右图)。

图31所示。底层10厘米差分微带链路-单端(左图)和混合模式(右图)测量和建模的TDRs。

BOTTOM层10cm微带链路验证结果如图29-31所示。如图29所示，在30 GHz范围内，我们可以观察到单端传输、FEXT和NEXT的良好相关性(尽管测量到的反射比预期的要大，约为10到25 GHz)。在图30中可以观察到类似的差模反射失配。原因可能与条形线的情况相同:连接器-发射接口处的不匹配以及图31中TDR图上可见的沿迹线的阻抗变化。TDR图的变化也解释了实际连杆几何上的不对称，以及由此导致的模态变换参数非零，如图30所示。请注意，所有微带走线和阻焊层参数的宽度和形状都已调整，如前所述。如果没有这样的调整，测量和模拟的阻抗对于单端迹线约为3欧姆，对于微分迹线约为6欧姆。令人惊讶的是，这种差异在预期的8%阻抗变化范围内(见图1)。

为了验证电介质和导体粗糙度模型，我们可以使用Beatty标准。如图32所示，这是中间宽2.5 cm的条带部分的连杆。s参数的测量值和模拟值如图33所示。很难看到反射中的共振在哪里(共振频率可以用来验证介电模型[1])。如果损耗分离技术不起作用，电介质的损耗就会降低或提高。这就导致了介电常数实部的色散和共振的位移。不幸的是，由于连接器和发射器的存在，反射参数中的共振并不干净。为了消除它们的影响，我们采用了基于测试夹具从INNER6层中两个单端带材线段测量的s参数中提取s参数，以及在第6节中使用gms参数识别材料模型时构建的截面模型的去埋程序。这种去嵌入技术可以在Simbeor软件中使用。在这种情况下，由于发射本地化问题(见下一节)，去嵌入只能达到30 GHz。

图32。结构D2 - Beatty带标INNER6层的分解分析。

图33。D2层INNER6中的Beatty条标准-为完整链接(左图)和没有连接器和发射(去嵌入)的结构测量和建模s参数的大小。

图34。层中的Beatty条带标准INNER6 -传输相位延迟(左图)用于完整和去嵌入式结构，TDR用于完整链路(右图)。

对发射不连续选择器的边界进行去嵌入(见图32)。去嵌入的结果如图33的右侧图所示，其中我们看到谐振频率和插入损耗之间有良好的相关性。完全模式和去嵌入模式的相位延迟在左侧图34中进行了比较。右图34为完整连杆的实测和模拟tdr。总的来说，我们可以得出结论，介电和导体粗糙度模型是可接受的分析宽度范围内的带材。

图35所示的C2结构是具有两个差示后钻孔的更实际的连杆示例。这些过孔是横切面的，实际是大约30微米长的存根(在分析中计算)。考虑到via的性能，这非常接近预期。图36比较了实测与建模的单端s参数。在10 GHz以上的传输和反射以及25-30 GHz以上的FEXT和NEXT有明显的不匹配。差分透射和反射如图37所示。该模型预测了更小的反射和传输，约为10到25 GHz。尽管如此，总的来说结果还是可以接受的。差分和共模相位延迟相关性非常好，高达约30 GHz，如图37所示。图38所示的TDR进一步调查揭示了可能的差异来源; it is the same mismatch and the connector-to-launch boundary and the impedance variation along the microstrips and strips observed in the other cases. Notice that the strip impedance is more consistent with the expectations (closer to 100 Ohm differential), unlike the microstrip (about 105 Ohm).

图35。C2连接2个后钻孔和底部(微带)和INNER6(带)的痕迹。

图36。带有2个后钻孔孔的C2连杆-测量并模拟了单端s参数的大小。

图37。C2连接2个后钻通孔-测量和建模混合模式s参数幅度(左图)和差分和共模传输参数的相位延迟(右图)。

图38。C2连接2个后钻孔孔-单端(左图)和混合模式(右图)测量和建模的TDRs。

图39。C2连接2个后钻通孔- 30gbps NRZ信号的测量和建模眼图的比较(无随机抖动)。

最后，将30gbps NRZ信号无随机抖动时的实测眼图与模型眼图对比如图39所示。尽管在反射和tdr上存在这些差异，意外的模式转换和30 GHz以上的问题，但两只眼睛彼此非常接近。仅通过形式化分析，垂直开口差异约为7%。水平开口实际上是一样的。由于较大的反射(或s参数低于70 MHz的切割)，在大约15 GHz处的插入损失略大，因此测量到的垂直眼开口较小。这些反射是由连接器与发射不匹配和制造阻抗变化引起的。在30 GHz范围内，s参数的差异很小，人们应该可以看到几乎相同的眼睛。另一方面，当被测眼与模型眼在视觉上存在差异时，通常意味着被测眼与模型眼的s参数和TDRs存在较大差异。这个例子表明眼睛比较是信息量最少的度量。尽管如此，在这种方法中获得信心是非常重要的。 Thus, we do it only for some test structures. Comparisons and observations for all other structures on the validation board are provided in the complete report [9]. We can state that the models obtained following the formal procedure have accuracy acceptable up to about 30 GHz, and that is sufficient for the analysis of PCB links for 30 Gbps NRZ signals.

现实30 GHz以上(免费)

研究30 GHz以上的s参数可能是这个项目最有趣的部分。如图40所示，在测量到的直道的插入损耗中观察到的第一个特性是33 GHz左右的谐振。在用TDNA和所有VNAs测量的s参数中观察到共振。众所周知，纤维织效应会由于周期性加载而引起共振。在这种情况下，我们应该以相同的频率观察反射:阻抗的周期性变化应该反射能量。在这种情况下，我们没有观察到如图40所示的反射参数的峰值。所以纤维编织的影响被排除了。当我们观察近端和远端串扰参数(NEXT和FEXT)时，我们观察到匹配峰值如图41所示。将连接与发射和传输线的单独模型进行分解的模型并没有预测到这种耦合。然而，发射的电磁分析表明，如图42和图43所示，在33 GHz时，能量在通孔之间的较宽间隙泄漏。

图40。3个微分连杆的微分插入损耗(左图)和反射损耗(右图)。

图41。3个差分链路的单端插入损耗(左下图)和近端串扰(NEXT，右上图)和远端串扰(FEXT)。

图42。微带发射时的瞬时功率流密度为33 GHz。电磁场被紧密间隔的拼接过孔所限制，但在带材一侧通过过孔之间较宽的间隙“泄漏”。

图43。沿迹线拼接过孔形成截止频率为29和32 GHz的波导。波可以在任何叠加层的波导中传播，如图所示。

能量只是泄漏到衬底集成波导(SIW)，由沿迹线排列的拼接孔形成，沿波导传播，并可以传输到结构中的所有其他端口。这种结构中的每一个平面对都形成SIW，并在带或微带线之外传输波。距离越远，发射的能量越多(距离越远，波的衰减越小)。对这种影响的分析需要对整个环节进行分析;这很耗时，但不是必须的。我们可以通过分析SIW的发射和评估截止频率来简单地预测这种行为。

请注意，条形线是具有两个参考平面的波导等电位必须始终被强制执行通过拼接孔在微波频率具有可预测的行为。为了将互连的频率范围扩展到40-50 GHz，以下是一些建议:

• 发射返回通孔应更接近信号通孔:通孔之间的距离可用于评估上部定位频率
• 带材一侧缝孔之间的间隙应尽可能小
• 沿带材的缝合孔应靠近带材。可通过SIW的截止频率来计算该距离，并评估通孔的效果以避免周期性加载

图44。INNER6层中弯曲条带线TDT响应的波纹。

图45。弯曲条形线中的瞬时功率流密度(左)-功率沿迹流和沿缝合孔形成的SIW(右)流动。

在测量中观察到的另一个特点是曲流条形线的TDT响应中的波纹，如图44所示。乍一看似乎是非因果关系，但实际上这是由发射孔的“泄漏”以及通过实平面和一排排拼接孔形成的SIW的能量传输引起的多径传播现象，如图45所示。功率沿条带和SIW传播，如图45的左右图所示。

最后，在INNER6层中测量两个不同条带线链路端口之间的耦合，如图46所示。理想情况下，耦合应该为零，但实际上它低于-70 dB，最高可达25-27 GHz，并在更高的频率下增长。为了减少这种耦合，应该在结构之间和整个板上放置更多的拼接孔。注意，这不仅适用于带钢参考平面，而且适用于所有平行平面结构;能量可以在任意一对平面之间传递。

图46。测量设置，以评估两个不同条带链路的端口之间的耦合(左)和耦合参数(右)。

结论

“成败在此一游”的验证过程[3]已成功应用于这个“实际的”分析-测量验证项目。到目前为止，在大多数结构上，可接受的分析-测量相关性已达到30 GHz。从技术上讲，这足以可靠地分析28-32 Gbps链路。

发射和参考平面拼接定位的设计降低了30 GHz以上的相关性。即使对于简单的验证板，这些效果也很难模拟或预测。此外，精确预测PCB在毫米带宽高达40-50 GHz的PCB行为，具有典型的迹宽和低成本制造工艺，具有较大的几何变化是非常雄心勃勃，甚至可能是不可能的。在分析中包含所有这些变化实际上是不可能的，因为缺乏板几何和材料参数的统计分布。除了统计上的制造变化外，在横切过程中还发现了微带轨迹几何的相当大的差异。底线:不要期望与低成本制造过程和没有横截面的板的优秀分析-测量相关性!为了将可预测性提高到40-50 GHz，应大幅降低制造公差，或增加迹线宽度，并使用更均匀的介质(或以上全部)。

信号完整性问题的特殊性也对测量设备提出了非常严格的要求:低频和高频的精度同样重要。现实情况是，并非所有的测量设备都能满足这样的要求。任何计划购买设备(或EDA工具)的人都应该先尝试，而不考虑供应商的配置文件，并让软件或团队中的专家评估s参数的质量和有效性。验证板是很好的工具。测量和EDA工具可能非常昂贵，而且不像供应商声称的那样准确。测量设备和部件的选择造成了该项目的重大延误。以下是其他一些实际观察:

• 确定的介电参数非常接近供应商的规格
• 导体粗糙度是信号退化的主要因素，没有适当的导体粗糙度模型的分析是无用的
• 因果Huray-Bracken导体粗糙度模型在损耗和TDR阻抗之间提供了良好的相关性
• 横断面显示，微带线非常接近调整的轨迹几何由制造商提供，然而，微带横截面有很大的不同
• 测量应提前计划，以确保所有匹配部件(电缆/连接器)
• 布局需要在制造前后仔细检查
• 堆叠和网络的命名应该在整个设计/制造周期中保持一致
• 为了简化比较，端口编号在模型和测量中应该一致

这是一个正在进行的项目，我们将继续调查获得的数据，为下一个验证板做准备。我们预计它实际上可以达到40 GHz!

这篇文章是一个编辑版本的DesignCon 2018荣获最佳论文奖。
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致谢

作者感谢Ingvar Karlsson, Kunia Aihara, Davood Khoda, Kenneth Jonsson, Matti Nuutinen在这个漫长的项目中提供的宝贵帮助。

参考文献

1. 刘国强，刘国强，刘国强，低成本FR-4板互联参数的测量辅助电磁提取，设计与应用，2009。
2. 杜汉姆，李，S.麦克莫罗，Y. Shlepnev, 2.4mm设计/优化的50 GHz材料表征，设计con2011。
3. Y. Shlepnev，沉或游在28 Gbps, PCB设计杂志，2014年10月，第12-23页。
4. w·贝耶恩，y·c。Hahm, J. Ren, D. Secker, D. Mullen, Y. Shlepnev，经验教训:如何为50 Gbps及以上的数据速率制作可预测的PCB互连，DesignCon2014。
5. Y. Shlepnev，基于gms参数的宽带材料模型识别，2015年IEEE第24届电子封装与系统电气性能会议(epep '2015)，圣何塞，2015。
6. Y. Shlepnev, Y. Choi, C. Cheng, Y. Damgaci，短脉冲传播技术的缺陷和可能的改进，2016年IEEE第25届会议关于电子封装和系统的电气性能(epep '2016)， pp. 141-143, 2016年10月23-26日，加州圣地亚哥。
7. 信号完整性:频率范围很重要!，Anritsu app note
8. 基于gms参数的PCB材料识别对测试夹具变化的敏感性Simberian应用注#2010_03．
9. M. Marin, Y. Shlepnev, 40 GHz PCB互连验证:期望与现实-完整的报告和解决方案，可按要求提供。

作者(年代)传记

Marko马林他是瑞典斯德哥尔摩Infinera Metro HW的电子设计工程师，在那里他专注于高速串行设计，SI/PI建模和使用EDA工具和测量设备的表征。在2016年加入Infinera之前，他在Ericsson Digital HW担任信号完整性工程师。Marko拥有瑞典斯德哥尔摩皇家理工学院电气工程硕士学位

看门人尤里Shlepnev他是simbeian Inc.的总裁兼创始人，在那里他开发了Simbeor电磁信号完整性软件。1983年获得新西伯利亚国立技术大学无线电工程硕士学位，1990年获得西伯利亚国立电信与信息学大学计算电磁学博士学位。他是Eagleware公司电磁模拟器的主要开发者，也是Mentor Graphics公司用于模拟信号和配电网络的电磁软件的主要开发者。他的研究成果发表在多篇论文和会议论文集上。