在开发智能手机和平板电脑等移动设备时，接收器的灵敏度和天线的噪声耦合是两个主要问题。接收器灵敏度下降的原因有很多。然而，大多数情况下，它们是由于与天线耦合的印刷电路板(PCB)图案上的数字信号谐波所产生的噪声。本文提出了一种预测天线噪声耦合和天线感知的方法。该方法是通过对移动设备中相对耦合水平的三维EM模拟实现的。
在电磁模型中假设线性介质时不变，天线系统的互易原理成立。它意味着天线和发射机或接收器一样工作，特别是天线的辐射和接收模式是相同的。因此，通过考虑磁场(H)图并假定天线为噪声源来估计信号对天线干扰的影响。
系统内电磁兼容(EMC)或射频干扰(RFI)是现代电子学中一个具有挑战性的问题。在开发智能手机和平板电脑等移动设备时，接收器的灵敏度和天线的噪声耦合是两个主要问题。手机天线和它的接收器组成一个射频模块，如果不受附近电子设备干扰，它可以检测到200khz带宽中-120dBm的微弱信号。然而，智能手机的时钟频率可以达到GSM880-1800以及蓝牙和Wi-Fi频段(如图1a所示)。谐波和数据信号耦合到天线和去敏化(dessense)射频系统，从而降低通信质量。
Desense表示由于设备内部的噪声导致接收器灵敏度的退化。它限制了接收器检测低电平信号的能力，从而降低了总体范围和数据速率。图1b描述了通信系统的典型场景，其中接收器的灵敏度受一些设备内组件的影响。
图1。a):用于移动设备中无线通信的频带和b):用于移动电话系统的典型射频识别和dessense机制
接收器灵敏度下降的原因有很多。大多数情况下是由于印刷电路板(PCB)图案上的数字信号谐波产生的噪声，它们与天线耦合。例如，最近在高端智能手机中引入的USB 3.0[1]具有非常高的数据速率(变化3.1的5Gbps和10Gbps，奈奎斯特频率分别为2.5 GHz和5GHz)。
这些高数据率包括时钟和数据信号，具有非常快的转换时间，在数百皮秒或更低的范围内，引入高辐射场。这种影响被使用连接器和伸缩的复杂子电路进一步放大，这些子电路就像天线一样，传播不需要的频率和噪声。
在更复杂的场景中，当连接外部设备时就会出现问题。这使得事情变得非常难以分析，因为从智能手机设计者的角度来看，外部设备通常只能被视为一个黑匣子。
此外，USB并不是唯一可用于射频识别和dessense的接口。内存接口、SD卡的时钟信号、传感器、相机和显示器只是一小部分选择。即使低速信号(例如USB 2.0)也会产生射频识别问题。因此，遵循最佳实践设计指南并不总是足以降低RFI风险。
干扰噪声源可通过传导耦合或辐射耦合或两者同时引入有害噪声到附近的无线模块。由于数字噪声覆盖了广泛的频率范围，我们在图2中说明了噪声源和受害者之间的三种潜在耦合机制:传导耦合、串扰耦合和辐射耦合。
图2。噪声源和受害者之间的耦合机制
用来估计天线灵敏度退化的一个重要指标是总各向同性灵敏度(TIS)[2]。考虑数字耦合噪声的TIS计算公式为:
KTB是热噪声，射频路径损耗代表天线端口和电话调制解调器输入之间的损耗，NF和SNR是一个噪声数字和射频组件(如PAM和电话收发器)的信噪比。所包含的耦合噪声Tnoise通常是主导因素。
在[2]中介绍了一个计算移动电话TIS的模拟程序。然而，作者做了很少的假设:1)一个主要的攻击者正在降低TIS的性能由于一定的数字谐波2)噪声通过空气引导到天线。这意味着只考虑辐射场。
如今，移动设备中的大多数敏感部件在封装和PCB级别都是屏蔽的(例如屏蔽罐覆盖了超过70%的主PCB)。因此，我们认为传导发射通常是一种主要现象，由于难以识别耦合路径，它在射频识别和dessense中有时被低估。
显然，考虑到要分析的信号的数量和模型的复杂性，专注于信号与天线耦合的分析可能非常耗时和难以执行。这类研究在数值模拟中也很困难，因为需要计算资源，而且很难组装一个与真实系统相媲美的电磁模型。
在本研究中，我们基于互易原理提出了一种不同的分析射频信号的方法。我们不是研究信号与天线的耦合，而是专注于天线与信号的耦合，并提供场图，以检测有关键信号的区域。正如我们将在下一节中展示的，这种反向工程类型的方法帮助设计工程师在早期设计阶段预测潜在的RFI风险。
宽带噪声引起的射频干扰缓解技术
有两种类型的技术可以缓解RFI:被动缓解和主动缓解[3]。减少平台天线暴露于射频干扰的无源方法之一是屏蔽。为了有效地实现屏蔽，在噪声侵犯IC包或痕迹的正上方放置了一个小的铝罩(法拉第笼)，从而将噪声源与平台的其他部分隔离开来。因为它被认为是有效的，在移动无线产业中使用屏蔽已经成为一种惯例。
我们设计了一个简单的实验来评估一个特定的盾在近场区域的有效性。图2a显示了一个受刺激的电小斑块(代表干扰攻击者)，周围是接地环和铝屏蔽。观察2.4GHz的切向磁场，在路径上方5mm处，我们可以看到EMI性能的改善。在感兴趣的频率范围内，屏蔽效能(SE)为40-80dB，然后随着频率的增加，由于屏蔽孔的电性变大，导致更多的泄漏，屏蔽效能下降。
图2b显示了实际智能手机中带和不带屏蔽盒[4]的应用程序处理器(AP)的近场分布。由于智能手机系统由多个数字设备组成，所以噪音中有各种脉冲信号的谐波。例如，在开关频率为2 MHz ~ 4 MHz的DC-DC转换器的情况下，谐波可以影响远高于1GHz的射频性能。这就是为什么大多数产品在几乎所有PCB区域都带有屏蔽盒[4]的原因之一。
关于积极缓解，主要有两种类型。第一种方法使用一种间接方法来估计RFI，并基于该信息控制总线中的活动，而不修改总线上的数据。第二种方法通过应用线性编码修改总线上的数据。有关这方面的详细信息，请参见文献[3-4]。
图2。a):金属贴片(隔离和屏蔽)和h场图，b):电话系统中未屏蔽和屏蔽PCB的比较
移动设备中复杂模块的建模方法的最新水平
只要有足够的信息，就可以直接对噪声集成电路进行建模。然而，在许多实际情况下，噪声源的内部信息可能是未知的，或者即使是已知的，噪声源可能太复杂而无法建模。
例如，在液晶显示屏导致RFI问题的手机中，几乎不可能在微观层面上找到源机制。一个LCD面板可能包括超过10个不同的材料层，并有分布和局部化的电路。目前尚不清楚哪些道/电路构成RFI源，源阻抗是什么，或哪些结构将有助于耦合路径。
解决上述挑战的一个解决方案是使用近场扫描(NFS)数据对源进行建模[5,6]。假设电流在距离结构r的一定区域内流动，则磁场强度可表示为:
用NFS替换噪声源的技术是基于表面等价定理的，该定理指出，卷中的一个源可以用它的发射场(作为加印痕的源)替换到包含该卷的表面上。印迹源通常根据惠更斯等效原理从NFS数据中计算。
NFS数据既可以用近场扫描系统测量，也可以考虑系统的某一部分进行模拟。在最后一种情况下，NFS数据通常被命名为NFD(近字段分布)。惠更斯等效法主要应用于远场计算;建模近场问题时可能会遇到挑战。在一个紧凑的移动设备中，噪声源被复杂的散射体包围。因此，如果用其惠更斯等效代替噪声源，则不考虑噪声源与附近障碍物之间的散射。
为了包括后向散射，惠更斯盒可以用实际源结构的近似来填充[7,8]，我们验证了这种方法是有效的。图3a说明了一个测试用例的NFD示例，包括一个反向路径天线和在参考PCB上路由的信号线。位于l形信号线附近的结构(例如表示芯片)。图中可见的蓝色框代表惠更斯盒子，它在第二次模拟中被用作NFD源，其中信号线被移除。将该芯片所代表的散射体填充到计算箱中，可以使完整模型与惠更斯模型具有较好的相关性。图中为全模型与场源模型的信号天线耦合，误差小于1dB。
图3b显示了导入3D现场模拟器的NFS测量数据示例。地图上的热点被清晰地识别出来。可以在字段模拟器中使用的数据通常包括一个XML文件和一个ASCII (*.dat)文件，其中包含在给定频率的给定空间中E的xyz分量和/或H字段的字段值。NFS数据通常在2D平面上生成;然而，在更现代的系统中，也可以生成3D数据。
图3。a):智能手机的简单模型，全模型与NFD源信号与天线耦合比较b): 3D扫描测量设备
现实智能手机中的pcb要比这个测试用例复杂得多，因此可能不容易定义惠更斯盒和填充体积，因为其密集的区域。
除了惠更斯等价法，另一种解的类别是源重构法[9]。其基本思想是，可以用电偶极矩和磁偶极矩的矩阵来重构一个源。通常，操作符提供源的位置和类型，通过将字段与NFS数据匹配来确定大小和相位。这种方法与物理上的直观理解是一致的。
然而，到目前为止，研究只考虑了简单的结构来证明其可行性。智能手机芯片组的尺寸在15mm~20mm之间，高度不超过1.0mm。芯片组通常采用3D封装，如PoP(包对包)，MCP(多芯片封装)，其中一个问题是沿基板边缘的电流的影响。另一种是用孔洞或不完美的固体平面来表示。此外，在NFS测量中，来自较低封装的电流的发射几乎不会被探头检测到，因此产生不准确的噪声源。
USB 3.0 (type-C)接口
在本节中，我们将描述一种通常用于分析由于某种高速接口(在本例中为USB 3.0)而可能出现的RFI[10]的方法。图4说明了从连接器到应用处理器(AP)的路由，使用150欧姆电阻来降低信号强度，因此减少了整体的EMI排放以及直流阻塞电容。
对模拟数据的测量也报告在同一图中。Cadence PowerSI用于此分析，在考虑的频率范围10MHz-10GHz内可以观察到良好的一致性。
图4。USB 3.0，测量和模拟的单端(SE) s参数插入损耗和返回损耗之间的相关性
噪声的一个重要来源，通常与dessense问题有关，是USB线上的倾斜，它产生共模(CM)转换。这会导致辐射和干扰。图5显示了用两种不同的工具(CST MWS和Ansys HFSS)生成的主PCB上USB 3.0的差分模式(DM)到CM转换。数值是相对相似的，我们可以观察到约20dB到~6GHz。就绝对值而言，这可能是可接受的，也可能是不可接受的，但它并没有提供任何具体的见解和/或潜在RFI风险的量化。
通过观察电场分布，我们可以观察到在布局中某一特定点的高电场分布，即直流阻塞电容器的电容盘所在的位置。我们通过移除电阻器的衬垫来进行实验，并评估叠加截面上的场强(图6b)。可以观察到最大值的减小。
然而，整个分析是基于一个假设，即大多数信号到天线耦合是发生在辐射场方面，这可能不是事实。这一结果只是初步的信息，对于RFI预测并不是很有用。最重要的是，这个结果只适用于USB 3.0。
在柔性PCB上进行了类似的模式转换研究。结果显示了一个更糟糕的CM值(见图7)。尽管这些模拟对于信号完整性(SI)的目的是有用的，但它们不能提供关于它们是否是RFI症状的任何具体指示，或提供对可能耦合路径的深入了解。应该使用不同的方法。
图5。主PCB上USB 3.0对的差模(DM)到共模(CM)转换
图6。a):布局修改和近场减小，b): 5GHz截面上的h场振幅
图7。柔性PCB上USB 3.0的差模(DM)到共模(CM)转换
提出的方法
如前一节所述，移动设备中RFI/desense的典型建模方法考虑了基于操作速度的关键接口的模拟。表1显示了一组可能导致杂散谐波频率的数字接口。关于这一主题的文献中的大多数工作都是基于测量或经验初步假设RFI的主要原因[10]。
表1 -来自普通数字接口的杂散和谐波频率
这种方法的较大局限性在于，用户需要事先知道引起射频干扰的噪声源，或者至少对噪声源有一定的了解。不幸的是，除非执行初步的测量，否则这是不容易预测的。
智能手机内部的电子设备非常复杂，有时它包括多个多层pcb(其中一些是灵活的)，一个主应用处理器(AP)，一个电源管理单元(PMU)和几个芯片组。由于这个原因，对整个系统的模拟几乎是不可能的，为了对传导场或辐射场有一些估计，引入了近似。用户通常最终只选择一个或两个关键网基于来自板布局部门的建议。
在我们提出的方法中，我们的目标是能够降低由于特定数字接口而产生的RFI风险，而不必逐个分析它们。由于我们感兴趣的主要输出是由关键信号引起的与天线的耦合，我们建议研究反向问题。在宽带仿真中，我们将天线作为噪声源，并基于感兴趣频率内的E/H场的地图分布对关键区域进行可视化。
例如，GSM天线将以两个主要频率辐射:800-900MHz和1.8-1.9GHz。从表1可以看出，SD和HDMI在相同的范围内;因此，我们将查看这些频率及其周围的场图。
这使我们能够评估接口是否容易发生射频干扰。如果是这种情况，我们将要求布局工程部门重新路由接口并再次执行分析。这种方法的一个优点是能够在设计的早期阶段执行初步RFI分析，理想情况下，即使PCB没有完全路由。
这甚至更重要，因为与完整的系统模拟相比，计算工作量减少了。我们开始在一个简单的测试飞行器上验证这个想法的适用性。图8显示了一个简化的手机模型，其中明显有三根天线:六面天线、蓝牙和GSM，以及在主PCB上路由的三条信号线。
图8。简化的手机模型，明显有三种天线:Wi-Fi, GPS和蓝牙
我们开始验证互易定理，并比较耦合系数(s参数)天线到信号线和信号到天线(图9)，我们可以观察到非常好的相关性。下一步，我们将重点放在h场图上，它被用作识别关键网的主要优点图。
图9。耦合系数(s参数)天线到信号，反之亦然
特别是通过查看1.8GHz时h场的地图分布，我们可以定位手机内部强耦合的区域。
图10a显示了PCB上三条信号线被激励时的h场以及天线被激励时产生的h场。根据第一组数据，情况2和情况3代表了与天线的最强耦合，而在情况1中，我们只能看到位于PCB接面上的插槽中的一些能量耦合。在天线被激励的模拟中也可以看到同样的趋势。
图10b通过比较从天线1到信号线的耦合系数进一步验证了该方法。S14和S12在1.8GHz时有非常相似的值(~1dB的差异)，而S18比S14低超过10dB。
同样频率的h场图清楚地证实了这一点。手机右上角的信号线(称为信号3)位于天线1被激发时较不关键的区域。
图10。a)天线和信号网产生的h场分布图;b) s参数天线1对信号和1.8GHz h场图
同样的概念现在被应用到现实世界的智能手机上。图11说明了分集天线被激发时的结果。h场图允许识别关键区域，如net0001、net0082、net0007和net0006。这些线路布线在电流密度较高的区域之上，因此它们对耦合到天线是至关重要的，应该进一步分析。
通过这种方法，我们可以预测RFI对SD时钟网是至关重要的。这取代了从AP路由到手机顶部的高速信号，后者最初用于分析与天线的耦合，因为它被怀疑是RFI/ dessense问题的可能原因。
这可以在图10b的s参数中清楚地看到，我们观察到高速网络的耦合值低于-80dB，而与SD时钟网络的耦合要高得多。此外，频域谱揭示了重要的共振，其中一些非常接近GSM频段。
为了验证这一点，执行NFS测量来监视SD卡区域。结果如图12所示，它们清楚地揭示了在0.8-0.85GHz频率范围内的电磁干扰问题。这可以在装配和拆解手机的on- go (OTG)活动中观察到。
图11。a):现实智能手机模型:分集天线激励时的h场分布、信号识别和逐层映射;b):射频耦合天线到信号线
数值模型采用1mm分辨率的近场探针(类似于NFS)将电子场注册到SD卡上。图13显示了探头e场的振幅值。在0.84 GHz处可以看到一个峰值，这与NFS测量所检测到的共振非常接近。该实验进一步证实了该方法在移动设备中RFI分析的可行性。
图12。用于近场扫描测试的测量设置，包括0.8GHz下SD卡区域的近场图，用于组装和拆卸手机壳
图13。手机的电磁模型，有证据的探头位置在SD卡上方1mm和电场振幅
结论
介绍了一种在移动设备早期设计阶段预测RFI的方法。其主要思想是，当手机内的天线被激发时，使用数字生成的h场图。PCB上的关键区域可以被识别，从而减少了分析信号到天线的实验数量。
该方法基于互易原理，能够很好地估计信号与天线的耦合路径，而信号与天线的耦合路径可能会产生信号感测问题。通过一个真实的测试用例验证了该方法与近场扫描测量的定性相关性。
本文的早期版本是2017年DesignCon最佳论文奖得主。
参考文献
1.USB 3.0射频干扰对2.4 GHz无线设备的影响，来自英特尔的白皮书，2012年4月，可用于
http://www.usb.org/developers/whitepapers/327216.pdf
2.李杨，方金奎，金永燮，“考虑数字谐波噪声的手机全各向同性灵敏度计算”，电子学报，2009
3.E.X. Alban, S. Sajuyigbe, H. Skinner, A. Alcocer, R. Camacho，“宽带噪声对射频干扰的缓解技术”，IEEE国际会议。电磁兼容研讨会，2014年8月4-8日
4.H. Shim, J. Lee，“智能手机的干扰问题和来自芯片组的模型噪声挑战”，URSI亚太无线电会议，2016年8月21-25日，韩国首尔。
5.J.J. Kim, K.M. Kim, J.M. Kim, Y.J. Kim和S.Y. Lee，“利用电磁场图分析射频接收机灵敏度的方法”，电子通讯2014年11月6日，第50卷第23期，第1753-1755页
6.尹金成，等，“移动DRAM设备的芯片和封装级宽带EMI分析”，2016设计大会论文集
7.王宏，张玉军，范俊杰，“基于互易性的分解方法估计天线近场耦合的射频干扰”，电子工程学报。电磁兼容，第55卷第5期。6, pp. 1125- 1131, 2013
8.O. Franek, M. Sorensen, H. Ebert和G. F. Pedersen，“附近障碍物对惠更斯箱作为场源的可行性的影响”，发表于IEEE Int。电磁兼容研讨会，第600-604页，2012。
9.潘杰，王宏，高晓明，黄忠忠，宋娥，宋慧斌。“基于互易性的等效偶极矩模型和分解方法的射频干扰估计”，电子学报(自然科学版)。《电磁兼容》，第58卷第4期。6，第75-84页，2015年12月。
10.Seil Kim, Sungwook Moon, Seungbae Lee, Donny Yi等，“基于仿真分析的LPDDR接口EMI效应以缓解移动环境中的射频干扰”，2016年EPEPS会议
作者(年代)传记
安东尼奥Ciccomancini Scogna目前在三星电子(HE-Group)担任首席工程师。他的兴趣包括信号和电源完整性(SIPI)，移动设备的EMC/EMI和RFI/desense。他在SIPI、EDA和硬件行业的EM仿真领域有超过15年的经验，包括计算机仿真技术(CST)和苹果。他在IEEE Journal Transactions, Conference Proceedings和相关EDA杂志上发表了150多篇论文。他是IEEE EMC协会的活跃成员，担任副主编，并担任TC10电磁联合模拟小组委员会主席。
Hwanwoo垫片他是三星电子移动通信事业部的首席工程师。在从事商用智能手机开发项目负责人十余年后，一直担任CAE应用团队负责人。他的技术兴趣包括SI/PI模拟和噪声建模技术，以估计早期设计阶段的EMI/RFI问题。他在密苏里州科技电磁兼容实验室获得博士学位，在韩国大田韩国科学技术高等研究院(KAIST)获得硕士学位。
Jiheon余在韩国水原市三星电子(HE-group)担任首席工程师
Chang-Yong哦在韩国水原市三星电子(HE-group)担任高级工程师
Seyoon千在韩国水原市三星电子(HE-group)担任助理工程师
NamSeok哦在韩国水原市三星电子(HE-group)担任高级工程师
