描述和选择VRM

电压调节模块(VRM)是电源完整性的基础，正确的选择至关重要。有成千上万的VRM和VRM控制器可从许多制造商。它们通常是根据尺寸、效率、价格或与制造商的关系来选择的。这通常会导致糟糕的VRM选择，需要额外的工程资源，更长的上市时间，以及更高的BOM成本来纠正这些缺陷。

即使选择了VRM或VRM控制器，制造商的指导方针和电容器选择建议也可能适得其反。在本文中，我们将评估这些选择，定义一些有用的优点，并提供具体的选择建议。

简介

制造商越来越不愿意分享确保最佳设计所需的相关部件细节。工程师们也有很多选择，所以许多工程师选择遵循制造商提供的参考设计，同时接受表面价值的数据表参数。数据表通常缺少进行设计权衡或开发合理模拟模型所需的关键信息，包括统计公差。

在我们的分析工作中，我们经常发现，除了数据缺失之外，制造商提供的很多数据都是误导性的、不正确的、测试设备或测试设置有限的，或者只是质量差。数据缺失或不充分意味着我们无法创建优化设计、最差情况容差评估或系统级别设计所需的精确仿真模型。一些制造商提供仿真模型，但保真度、硬件相关性和文档通常很差或根本不存在。通常提供开关型模型，这在设计过程中用处很小。

在这种已经不确定的情况下，许多新的vrm都有“新颖”或“独特”的方案来改善瞬态响应。这些方案中的许多都导致了“新颖”或“独特”的设计问题。

VRM的选择需要基于完整和准确的表征数据，使用适当的优点进行比较，并在电路板设计和选择解耦之前进行。

小信号注意事项

VRM在输入端接入系统，与输入端过滤器和下行PDN交互。它被表示为一个2端口元素。2端口元素产生4个性能参数，如图1所示。

图1 VRM表示为一个双端口元素。

由开关VRM提供的输入阻抗为负，导致与连接到转换器输入的总线的源阻抗相关的稳定性问题。开关VRM IC和输入滤波器或总线阻抗之间的相互作用有很好的记录，通常使用小环路增益评估方法进行评估。环路增益是指定的TM_in，定义为:

电源轨电压噪声(纹波等)与VRM的输出阻抗与负载电流(交流部分)的动态变化相互作用有关。一个指定的小循环TM_out，在VRM的输出端存在，表示为:

输入和输出连接的稳定性取决于系统阻尼，在很大程度上由输出侧的电容ESR和输入侧的滤波器阻尼网络或电容ESR决定。

输入源噪声(例如总线纹波)通过电源抑制比(PSRR)传输到VRM的输出，而输出动态电流通过VRM的反向传输特性作为输入电流扰动传输回输入滤波器。

这四个关键参数的定义和优化，决定了VRM的性能，也决定了整个系统的性能。仿真是实现优化的最佳方法，这需要一个精确的小信号状态空间平均仿真模型。

拓扑学的数学研究

最常见的VRM是非隔离同步降压拓扑，如图2所示。

图2非隔离同步buck拓扑VRM功能框图。

两种常见的控制回路方案是电流模式控制和电压模式控制。两种模式都将误差放大器输出信号与锯齿斜坡进行比较。电流模式拓扑图将电感相关的电流信号与斜坡相加。

这里给出了一个统一的模型，并在几篇参考文献中进行了讨论。它包括用户定义的电流和锯齿斜坡信号，支持两种操作模式，并提供了性能优化的路径。

VRM的四个性能参数都可以用简单形式表示。低频反向传输和输入阻抗只取决于输入输出电压和工作功率电平。

PSRR和输出阻抗(Rout)要复杂得多，取决于锯齿斜坡、电流传感信号、误差放大器传递函数、输出电感、MOSFET参数和开关频率。

这些关系表明，必须很好地定义锯齿斜坡和电流感知信号的特征，才能构建准确的仿真模型。

电压模式vs.电流模式控制

植物增益，定义为误差放大器输出Vc到VRM输出Vout的传递函数，在电压模式和电流模式控制下是不同的。与电压模式控制相关的器件增益如图3所示。它显示了由于输出滤波器的谐振，这导致了一个二阶极点和增益随输入电压和斜坡振幅的变化。由于峰值电流模式采样在开关频率的一半，与电流模式控制相关的器件增益显示出谐振。Q在占空比为50%时几乎无穷大，在占空比较低或较高时减小。Q通过增加锯齿形斜坡而得到阻尼。植物增益由锯齿斜坡和电流感应信号的大小优化，如图3和图4所示。

图3不同锯齿斜坡振幅下电压模式变换器的植物增益。

图4在25%和50%占空比下，不同锯齿斜坡振幅下电流模式变换器的植物增益。

在公式5中，PSRR性能被证明依赖于锯齿斜坡和电流感应信号。此外，在这两个信号之间的特定关系处出现PSRR null。null提供了最佳PSRR性能，出现由公式9定义的斜坡信号振幅。

图5中显示了此空值的一个示例。

图5 PSRR为空，发生在特定的斜坡信号振幅，并提供最佳的PSRR性能。

电流模式控制提供比电压模式更好的PSRR，而电流模式可以优化到接近PSRR空值。优化PSRR性能可以最大限度地减少VRM的噪声，同时还可以将更多的噪声预算分配给其他噪声源。

输出电阻取决于电流感应信号和锯齿斜坡，电压模式控制和电流模式控制有很大不同。

锯齿斜坡的大值导致纯电压模式控制，在这种情况下，输出电阻非常低，由输出电感的DCR和MOSFET开关电阻定义。这些参数都有很大的公差，使得难以保持一致的，平坦的阻抗- PDN设计的首要目标。当斜坡信号减小时，开环电阻显著增加。这些特征如图6所示。

在电压模式控制(低Vramp电平)和电流模式控制(低Vramp电平)下，开环功率级的输出电阻有显著差异。

输出阻抗灵敏度与电感DCR和MOSFET开关电阻相关的大公差见图7。电流模式控制对这些大公差几乎不敏感，而电压模式控制则高度敏感。

电流模式控制对大电感和MOSFET公差几乎不敏感，而电压模式则高度敏感。

反馈放大器

许多(如果不是大多数的话)较新的VRM控制器采用跨导反馈放大器。跨导放大器提供宽带宽和低成本。制造商通常推荐跨导放大器输出的分流终止如图8所示。

图8制造商推荐的跨导放大器分流终端。

放大器的电压增益可以计算为电阻器值和放大器跨导Gm的函数，同时放大器增益相对于跨导的灵敏度也可以计算。

大信号放大器的电压摆幅与放大器的最大源汇电流有关。

图9带串联反馈终端的跨导放大器。

虽然串联终止中的反馈电阻比分流终止大得多，但可以将其设置为与分流终止增益相匹配的值。

串联端接结构是一种更好的选择，通过比较式12和式14可以明显看出，它对跨导变化的敏感性要低得多。这种灵敏度直接转化为闭环函数- PSRR和输出阻抗的灵敏度。

一些vrm包括控制器内部的分流终端，在这种情况下，优化选项有限。如果没有可访问的放大器输出，确定放大器参数也很困难。

总结小信号的优点

小信号PSRR和输出阻抗可以很容易地优化使用这里提供的方程。它们还可以用于开发仿真模型。在设计中必须优化的关键变量是功率级跨导，1/Ri，锯齿斜坡，Vramp和误差放大器跨导，Gm。影响设计质量的VRM优点数字如下:

• 模式控制:电流模式控制优于电压模式控制
• 电流信号:Ri有一个与锯齿信号Vramp相关的最佳值。锯齿信号有一个与Ri有关的最优值
• 锯齿信号与斜坡信号的比值是优化PSRR和输出阻抗平坦度的关键。
• Gm:误差放大器Gm在控制回路增益Av中是一个重要的术语，因为是放大器的增益带宽。在这两种情况下，值越高越好，在Gm的情况下，更严格的最坏情况容差更好。
• 误差放大器源电流和汇聚电流对于保证误差放大器输出的动态范围很重要，值越大越好。对于大信号(启动和步进负载)响应来说，这是一个更大的问题。
• 外部补偿优于内部补偿，这样可以调整到最佳性能，但也因为这意味着误差放大器输出可用于测量。

获取你需要的数据

不幸的是，大多数制造商在他们的数据表中没有包括很多这方面的信息。因此，有必要自己测量这些参数之前比较潜在的vrm以做出明智的选择。该解耦依赖于VRM阻抗和PCB电感，因此必须首先对VRM进行测试和选择。简单的原理是，VRM输出阻抗应该是平坦的，并与目标阻抗对齐。

即使制造商提供了必要的信息，通常最好自己测量VRM，如下面的例子所示。

VRM评估板的一小部分如图10所示。电流感应电阻R11为10mΩ，电流感应放大器的增益指定为10。

图10小型印刷电路板部分VRM评估板显示电流感应电阻。

这就得到了当前的感知信号:

由此产生的跨导是Ri的倒数，可以很容易地通过记录误差放大器输出电压作为负载电流的函数来测量。这是另一个原因，最好有误差放大器输出可访问。图10中的数据是通过使用电子负载改变VRM负载电流，同时使用数字电压表监测误差放大器输出的直流电压来获得的。

得到的斜率为8.726,Ri的值为倒数值或0.115Ω。这与指定值和数据表值有很大偏差。显著的偏差并不明显，但这是由于内部电流感应放大器位于芯片的一侧，而电流感应电阻位于芯片的另一侧。数据很容易获得，并提供比数据表更准确的模型。

图11通过测量误差放大器输出电压获得的测量数据，Vcomp作为负载电流的函数，随电子负载而变化。

类似地，数据表通常只包含标称值，或者在某些情况下不完整的数据。误差放大器的跨导通常只指定为标称值。图12所示的数据表摘录提供了标称值和最大值。公差为+100%，但如果假设最小值在-100%对称，则最小增益为零，这将导致极差的性能。错误放大器增益带宽积在此数据表中没有定义，这是通常的情况。误差放大器接收器和源电流也没有指定。

图12跨导公差在+100%时很大，使得最小值不确定。

在公式13中推导出误差放大器的增益后，如果放大器输出可达，则可以用放大器的测量值来求解Gm。访问误差放大器输出允许直接测量接收器和源电流，以及，增益带宽积。对设备样本的测量可用于确定用于评估最小值和最大值的静力学。

作为IC供应商EVM的替代方案，可以开发一种简单、廉价的评估板，以获取创建仿真模型所需的数据。开发您自己的评估板允许您包括测量测试点，极大地简化了数据采集，并可能作为第一次通过的设计。图13所示的示例提供了输出阻抗、误差放大器和PSRR测量的测量测试点。

图13 VRM表征板包括PSRR、输出阻抗和误差放大器测量的测量测试点。

无论您是开发自己的测试板还是使用制造商设计的评估板，访问误差放大器输出对于获取支持精确仿真模型所需的大量数据都是至关重要的。

Keysight ADS模拟器软件的参数化仿真模型如图14所示。模型参数包括锯齿信号、Vramp、电流检测电阻、Ri和误差放大元件。这些参数可以很容易地手动或自动调整，以匹配PSRR，输出阻抗和误差放大器的测量数据。其他模型元素包括输出滤波器电感，Lo，输出电容，开关频率，Fs和误差放大器补偿。或者，这里导出的方程5、10和13可以使用任何数学求解器同时求解，比如Mathcad的miner。

图14参数化ADS仿真模型被调优以匹配测量数据。

参数化模型不包括电流模式谐振的精确性能如图4所示。在某种程度上，这是因为目前使用的几种峰值电流模式控制的适应性，每一种都有不同的电流回路谐振转换。任何锯齿斜坡的包含使这种共振最小化，并限制控制环路带宽为1/6^th调整开关频率和优化Vramp信号将产生超出可接受的结果。将带宽推到这个频率以上需要创建一个更复杂的模型。

得到的模型可以精确地模拟交流、时域和频域性能，如图15所示。

图15参数化ADS模型支持交流、时域和频域仿真。开关波形采用快速谐波平衡仿真实现。这个模拟在不到200毫秒的时间内运行。

额外的注意事项

除了小信号性能外，还有其他值得考虑的性能标准以及一些需要注意的潜在问题。

最大化效率是大多数系统的主要目标。降压同步降压变换器中最重要的功率级损耗包括MOSFET导通损耗、输出电感导通损耗和飞轮二极管导通损耗。在一些设计中，飞轮二极管是内部MOSFET体二极管，在其他情况下，它是外部二极管。

功率级损耗可计算为:

其中Rds是MOSFET上的状态电阻，Fsw是开关频率，Vf是本体或外部飞轮二极管的正向电压，Td是死区时间，DCR是电感电阻。死区时间和体二极管电压对降压稳压器效率的影响如图16所示。

Vin = 12 v	Iout = 10	Rdson = 2 mΩ
输出电压= 1.2 v	焊= 2.2兆赫	DCR = 1 mΩ