本文已在EDI CON USA 2017上发表

多相开关电源通常用于需要大电流的应用，其中电流通过电源的多个独立相位提供。设计的目标是使所有的相都能平等地共享电流。从控制的角度来看，这些电源是相当复杂的，因为可能有多个控制回路用于维持适当的电流共享。虽然电源在大多数时间都可以正常运行，但需要测量各种瞬态条件下的电源，以确保在所有条件下正常运行。

相关资源

每车道224 Gb/s:选择和挑战

电流共享的测量至少需要测量电感电流，最好是瞬态电流发生器，理想情况下包括静态直流(DC)负载。电感电流的测量尤其有问题，因为它可能需要断开回路以提供电流探头或修改电路以添加各种组件。

在我们的演示中，我们将演示使用一种特殊的探头尖端，用于将电感电压的差分测量转换为电感电流的测量。我们将演示电感电流测量中的连接和校准考虑因素，包括补偿电源和探头尖端组件所需的数字信号处理算法。我们还将演示和解释使用瞬态电流发生器在时域和频域进行的电流共享测量。

专利信息披露

本文件的部分内容是专利申请的主题。

免责声明

本文不代表甲骨文公司对任何特定产品、服务、公司或解决方案的认可。

作者(年代)传记

Peter J. Pupalaikis1964年出生于马萨诸塞州波士顿，1988年获得新泽西州新不伦瑞克市罗格斯大学电气工程学士学位。他于1995年加入LeCroy Corporation(现为Teledyne LeCroy)，这是一家位于纽约Chestnut Ridge的高性能测量设备制造商，目前担任技术开发副总裁，管理数字信号处理开发和知识产权。他的兴趣包括数字信号处理、应用数学、信号完整性和射频/微波系统。在加入LeCroy之前，他曾在美国陆军服役，并在嵌入式系统设计方面担任独立顾问。Pupalaikis先生在测量仪器设计领域拥有43项专利，并为一本关于射频/微波测量技术的书贡献了一章。2013年，他因对高速波形数字化仪器的贡献而成为IEEE院士。他是Tau Beta Pi, Eta Kappa Nu和IEEE信号处理，仪器仪表和微波学会的成员。

什诺瓦克他是Oracle的高级首席工程师。除了高速串行和并行总线的信号完整性设计外，他还从事配电网络和中端服务器包的设计和表征。他创建了仿真模型，并开发了功率分配的测量技术。Istvan拥有二十多年的高速数字、射频和模拟电路和系统设计经验。他因在信号完整性和射频测量和模拟方法方面的贡献而成为IEEE院士。

劳伦斯·雅各布斯1963年生于加州帕洛阿尔托。他分别于1985年和1990年获得斯坦福大学电气工程学士学位和圣克拉拉大学电气工程硕士学位。他于1999年加入LeCroy Corporation(现为Teledyne LeCroy)，这是一家位于纽约Chestnut Ridge的高性能测量设备制造商，目前负责管理探头开发团队。他的兴趣包括精密模拟和高频电子设计和测量。雅各布斯先生拥有14项专利。

简介

电流测量选项

图1a显示了一个非隔离降压变换器输出级，显示了主电流路径。典型的理想稳态波形如图1b所示。三个电流在开关节点，两个开关设备和输出电感的连接点相遇。电感电流是连续的，其平均值等于负载电流。然而，监测电感电流不会对可能的开关“短路”故障提供任何保护。高侧场效应晶体管(FET)的电流实际上是输入电流，它也是在开时的电感电流。低侧场效应晶体管的电流等于关闭时间内的电感电流。这两种电流都是不连续的。

图1:同步非隔离降压变换器

导线周围电流探头

绕载流导体的校准绕组可用于测量交流电(AC)。结合霍尔效应传感器，频率范围可以扩展到直流电。电流探头可以创建为夹子[2]或Rogowski线圈[3]。钳式解决方案要求探头绕组完全围绕载流导体，使得这些解决方案对某些应用来说过于干扰。图2说明了三个连接选项。在这种评估板的情况下，转换器的输入和输出通过长电线连接，使电流钳的使用非常容易。另一方面，要测量电感中的电流，需要抬起电感的一侧并添加串联回路。

图2:低电流降压稳压器评估板中的电流钳连接

例如，直径一英寸的线圈表示大约100nH的电感。在主开关电感上增加这个电感量是可以接受的，其值为几个uH或更高。这将该连接方案限制为低电流调节器。运行在每相300-1000kHz的大电流多相稳压器往往具有与添加回路的电感相同的电感值，使得使用100nH的额外电感成为禁忌。降压变换器的输入端对额外的电感更敏感，因为要测量的电流是不连续的，所以环路必须放置在第一行旁路电容器的外面(图2a)。将非隔离降压变换器的第一旁路电容器外部连接的环路具有输入纹波电流显著减小且平均输入电流小于负载电流的优点。然而，为容纳电流钳而增加的导体不仅增加了损耗，而且额外的电感也改变了变换器的动态行为。

在测量多相变流器的电流分担时，我们需要分别测量每个相的电流，对应于图2c中的方案。不仅钳环增加了太多的电感，每个相的线圈和电流探头所需的空间也代表了一个重大的挑战，使得使用电流钳超过两个相是非常不切实际的。

使用Rdson

图1中开关级的每个元件都有导电损耗，可用于测量电流。例如，高侧场效应晶体管和低侧场效应晶体管都有一个有限的电阻，这在器件打开时在整个器件上产生一个小的压降。电压降是开关电流和器件阻抗的复杂乘积。通过测量低侧FET上电压的电流，我们获得了周期的ON时间内的电流波形。通过测量高侧FET的电压，我们获得了OFF周期的电流波形。

当开关打开时，它的电阻很低，因此要考虑的主要寄生贡献来自该部件的串联电感(见下一节)。在非隔离buck变换器中，高侧FET的压降取决于输入电压，这为传感电路带来了挑战。低侧FET的源连接到主返回(地面)，使其更容易测量。利用开关器件的ON电阻不会增加额外的损耗，但有一些挑战和缺点。图3显示了一个典型的波形。当低侧FET打开时，我们想测量几倍于十毫伏的开关节点电压。然而，在关闭周期中，开关节点电压波动到输入电压。随着输入/输出电压比的增大以及设计效率的提高，在开和关循环期间的电压之比变得更大。潜在的大动态范围给测量仪器带来了挑战。如果我们增加示波器的灵敏度，这样在开时我们驱动A/D转换器优化，这将在关时超速驱动电路。 Since the device under test (DUT) has low source impedance, a clamp circuit may help.

图3:开关节点电压波形和可用于测量fet ON电阻上的电流的波形。

第二个挑战是，为了从测量电压计算电流，我们需要知道Rdson值。我们不能依赖于数据表值，因为场效应晶体管Rdson电阻的可能范围通常在一个非常大的范围内;2:1的范围是很常见的。这需要校准或与其他测量值相关，如电感电流。此外，Rdson不仅初值有较大的扩散，而且其温度依赖性也相当高。图4显示了典型的Rdson与温度曲线。

图4:显示场效应晶体管Rdson归一化温度依赖性的典型曲线。根据[4]的图3

最后，开关节点电压在开关边缘附近具有高频瞬态，通常在数百MHz频率范围内。这要么必须通过模拟或数字方式过滤掉，要么必须通过应用消隐窗口从我们的数据处理中省略这部分数据。

采用RC网络跨电感器

电流测量的一种方法是用差动探头分流电感，并尝试从差动电压测量中推断电流。开关模式电源中的所有电感都有电感和寄生电阻。如果没有寄生电阻，电感上的电压由众所周知的方程给出:因此，电流为:

有两个明显的问题，我们不能一直看到信号，因此我们不知道正确的直流偏置。寄生电阻的作用在于电流对电压的传递函数在原点处不再为零，但直流与开关频率之间存在巨大的动态范围差，导致测量[5]时低频噪声放大较大。这使得波形中的动态信息是正确的，但增加了低频漂移的测量。

解决这个问题的一种技术是用RC网络分流电感，并测量电容[6]的电压。这种技术需要匹配R·CRC网络的时间常数l/R电感器的时间常数及其寄生电阻。应用于此测量的增益为1/R．这种技术涉及到将元件焊接到电路上，希望时间常数匹配。

我们提出了一种RC探头尖端，它包含[6]提出的类似电路，其中包含一些元件以降低共模噪声。我们将问题约束为大致匹配时间常数，并使用数字信号处理(DSP)进行校正。在图5a中，我们看到了演示这种情况的简化模拟示意图。这里有一个电感器l= 1．8µH的电感和R_l= 2．寄生电容的7 mΩ。时间常数是666．7µs.我们有一个RC探针尖端，电阻为10 kΩ，电容为47 nF，时间常数为470µs.我们应用增益1/R_l= 370．4 .测量。模拟得到的波形如图5b所示，其中测量到的电感电流与实际电感电流之间有很大的误差。

为了提供一个正确的电感电流波形，我们使用一种技术称为虚拟探测[7][8]。在图6a中，我们有一个虚拟探针示意图。虚拟探测的工作原理是提供一个电路原理图，其中测量探头放置在进行实际测量的位置(Imeas)，输出探头放置在所需计算波形出现的位置(Icalc)。计算传递函数的解，该传递函数将在所述测量点的被测波形转换为在所述输出探头位置的波形。我们在图5b中看到，该处理的结果应用于测量波形，以产生计算出的电感电流。计算结果与实际电感电流的比较如图6b所示，其中我们看到两者重叠。此处理的传递函数的幅度和相位响应如图6c和图6d所示，在图6c和图6d中，我们看到处理只施加了大约3 dB的衰减。尽管这种不匹配量很小，但必须使用高增益、低噪声探头进行测量，才能得到合理的结果。

(b)显示时间常数不匹配的输出波形

图5:RC电流探头波形

图6:RC电流探头虚拟探测测量技术

使用感应电阻

电流测量的另一种技术是使用感应电阻[10]。感应电阻是一个与电感串联的小电阻，尽管它可能是印刷电路板(PCB)迹线的寄生电阻本身或部件的引脚。添加这样的电阻是侵入性的，如果不存在的话，会增加额外的损耗，并可能在大电流稳压器中产生电流拥挤问题。话虽如此，它可以非常精确，低温度系数(TC)电阻可用于此目的。

有人可能会认为，使用串联感应电阻只涉及测量电阻上的差分电压，并将电压测量乘以电阻的倒数。这是大多数情况下，但参考指出，有一个小寄生电感与电阻器相关联。虽然很小，但它往往对测量有很大的影响，因为电阻本身往往非常小。

(c)虚拟探针震级响应(d)虚拟探针相位响应

图7:感应电阻虚拟探测测量技术

在图7a中，我们展示了一个虚拟探测原理图，其中显示了一个感应电阻R= 2 mΩ和寄生电感l_p= 100 ph。这是一个合理预期的寄生电感值的顺序。虚探头测量点为差分探头测得的增益为1/的电压R= 500人申请。输出探头是电感电流我_l在原理图中。

图7b中提供了各种波形输出，显示了系统的脉冲响应，这是由于对寄生电感在20个pH值增量中从0到200 pH值的不同假设。这是因为寄生电感的确切值通常是未知的。幸运的是，开关模式电源电感电流，特别是在静态负载条件下，是锯齿形波形，可以通过检查图7b看到的正确值l_p是相当容易确定的，特别是如果在数字存储示波器(DSO)中动态执行校正处理。

寄生电感与电阻串联，如在本例中，导致传递函数中出现零。虚探头传递函数对该零点进行补偿，其幅值和相位响应如图7c和图7d所示。这里你可以看到的角频率(l_p/R) /(2·π)≈3．2 mhz。

测量电流共享

典型的降压变换器应用要求调节输出电压。通过调节开关的占空比，使输出电压保持在规定的带内，不受温度、老化和负载电流变化的影响。这种传统的反馈循环有许多不同的实现，从全模拟到全数字，以及介于两者之间的许多色调。无论如何实现，反馈回路都有不稳定的风险。虽然近年来度量一直受到质疑，但评估电压环稳定性的事实上的标准方法是评估频域内的小信号开环增益幅度和相位。当需要多个相来提供负载电流时，需要额外的反馈回路来确保相按计划共享电流(通常这意味着平等共享)。如果每个相位的输出滤波器中的元件损耗和主要参数完全相同，则通过电压反馈回路进行一次控制就足够了。在实际电路中，除了电流模式控制[11]外，每个负载输出和负载之间的元件公差和不相等的路径阻抗需要额外的反馈回路来平衡电流共享。图8说明了输出阻抗所看到的是在一个六相调节器的每个阶段。请注意，跨阶段的变化是可重复的，它取决于电路板布局和组件位置。

六个相位中每个相位的直流路径电阻(蓝色)和输出阻抗(红色)[mOhm]

图8:六相DC-DC变换器中各相在100 kHz时的高侧平面电阻(蓝色)和输出阻抗幅值(红色)

不幸的是，在大多数转换器电流共享循环是不可访问的用户;在现成的数字实现中，这些都是代码，客户无法访问。当至少部分共享电流环路可达时，建议采用测试设置来测量多个励磁源[1]的开环增益。如果不能访问电流共享环元素来打开它并注入测试信号，我们就可以依赖于测量闭环行为。这相当于电压控制回路的无创稳定性测量(NISM)[12]。刺激可以通过外部源或依赖于实负载电路的变化活动，应用于调节器的共同输出。这些选项将在下面的小节中详细介绍。

如果我们有合适的电压-电流转换器可用，我们可以通过将实验室源的所选波形应用到电压-电流转换器的输入，并使用受控电流输出来加载DUT，从而生成任何负载-电流波形。对于相对较小的电流和中等的转换速率，我们可以在发射极-跟随模式下使用双极或金属氧化物半导体(MOS)晶体管，并将其用作单象限开环电压-电流转换器。有的DC-DC变换器评价板上就有这样的电路放置在板上，随时供我们使用。对于大电流和非常高的转换速率，主要的挑战是电流源和DUT之间的连接。连接的电阻和电感将产生电压降，降低有源设备可用的电压，最终设定最大电流和转换速率的限制。作为一个说明性的例子，让我们假设连接阻抗为1 mΩ和100pH。有一个1000a /的100a电流级µs的转换速率，得到的静态压降为1 mΩ·100 A = 100 mV，动态压降为100 pH·1000 A/µs = 100 mV，导致有源器件可用电压降低200 mV。为了克服这些限制，可以创建自定义固定装置，以最大限度地减少互连[13]上的电压下降。一旦我们有了电压-电流转换器，我们就可以驱动它来创建任何可能的情况:小信号、大信号、扫频正弦波或瞬态刺激。

当外部刺激注入器不可用或不能连接到DUT时，我们可以利用负载的时变电流来分析每个相的电流。电流共享可以作为时间的函数跟踪，每个相的贡献可以被标准化绘制为“公平份额”值，这可以近似为相电流的平均值。如果我们对加载装置的活动有很好的控制，我们可以模拟任何受控情况:小信号或大信号扫频正弦或小信号或大信号瞬态刺激。可以扫描重复频率等参数，并绘制共享幅度和相位。作为说明，在本文后面，图12显示了一个六相DC-DC转换器的频率扫描和一个特定重复频率的时域捕获。电流刺激由加载装置的受控活动产生，产生高达约100A量级的电流台阶。

电流共享测量

使用我们目前正在开发的Python工具，我们对三相电源进行了当前共享测量。测量使用连接到Teledyne LeCroy APO33有源差动探针的RC探针尖端进行，并在Teledyne LeCroy HDO8058 8通道，12位，500MHz DSO上进行测量。我们测量了一个三相30安培和一个两相90安培的电源。两个电源都是降压拓扑，每个都将输入电压12V转换为输出电压1V。我们还使用聚合六相转换器对一个操作系统进行了原位测量。

刺激使用安捷伦N3300A电子负载进行静态直流电流负载，并使用位于DC-DC变换器评估板上的fet进行瞬态电流产生。场效应晶体管的栅极由Teledyne LeCroy波站3162,160mhz任意波形发生器(AWG)驱动。暂态电流由场效应晶体管源和地之间的感应电阻上的电压测量。

提供给评估委员会的当前暂态可以有四种形式:

• 正弦-场效应管驱动在a类放大器的安排与直流偏压应用和正弦电压摆动偏压点在指定的频率。直流偏压和幅值在直流校准步骤中确定。在这种模式下，振幅限制主要是由于场效应晶体管和传感电阻的功耗。通常，这种模式只能用于小信号测量。
• 脉冲- FET由脉冲驱动，以指定的重复频率从最小门电压到最大门电压摆动。占空比保持恒定并指定。最小栅极电压本质上是基本关闭场效应管而不导致欠调和完全关闭场效应管引起的畸变所需的电压。脉冲的振幅在校准步骤中确定。在脉冲模式下，幅值限制通常不是功率损耗限制，而是场效应晶体管上的绝对漏极电流限制。
• burst - FET由具有给定周期的脉冲序列驱动，持续时间相对较短。calibrationandvoltageamplitudesaresimilartopulsemode。爆裂要么由软件手动触发，要么由外部触发触发准备好了示波器的输出。使用触发器就绪，通过简单地武装示波器进行采集来启动脉冲。
• monitor -这种模式不刺激供电，而是依赖于外部刺激异步横扫各种频率。在这种模式下，电流共享测量必须从测量的电感电流频率确定刺激频率。

在扫描或监测DUT时，测量电感电流共享以两种方式同时进行:频域和时域。

在频域，离散傅里叶变换(DFT)计算每个电流波形测量。应用瞬态刺激的频率用于确定感兴趣的DFT库。在监测模式瞬态刺激的情况下，包含最大值的仓(DC除外)被用来确定频率。在感兴趣的频率波形的幅度和相位得到。所有复相电流的相量相加，合力的大小决定总电流。每个相的大小除以所产生的大小决定了由电感器携带的总电流的比例。电感电流的相位与合成物的相位之间的差值决定了被测相位。

在时域，电感电流波形可选滤波，以消除相位间切换瞬态。此滤波波形是稀疏的，以减少数据读出。然后将过滤后的稀疏数据从示波器中读取出来进行处理。每个电感电流波形相加得到总电流波形。应用一个阈值(通常是最大总波形幅度的90%)，所有总电流波形高于阈值的点都被处理，以形成每个电感的分数电流携带采样。虽然这些是时域测量，测量是通过找到波形的主要频率成分来绘制的，不包括直流电。

每个频率的统计数据以统计数据的形式保留，以形成频域数据的平均分数和相位，并形成用于重复扫描的平均值估计的95%置信区间。时域数据的最小值、最大值和平均值被保留。

需要注意的一点是频域数据只包含瞬态部分的基本信息。这意味着在脉冲或爆发模式下，脉冲波形的值可能不同于脉冲波形的振幅。时域数据既包含静态负载电流，也包含所有频率分量的完整瞬态响应。

三相供电测量

三相DC-DC变换器的测量如图9所示。在本次测量中，尝试使用由1A偏置电流和500mA幅值正弦组成的暂态信号来测量小信号电流共享。总共利用了10A的静态电流(9A由电子负载拉动)。

频率从100Hz扫到100kHz。采集的长度足以达到100Hz的频率分辨率，但扫描是对数线性的，AWG上的分辨率最低为10Hz。利用一个平顶窗口与DFT来处理非bin居中的测量。每十年指定1000个点，因此扫描分辨率非常好。图9中的前四个图是扫描的频域测量。在图9a中，我们看到每个相的分数电流共享，理想情况下应该是三分之一。在图9b中，显示了相对于总量的相位。我们看到，在频率为10kHz的瞬态响应中，这三个相位几乎完美地跟踪，在此之后它们会显著偏离。在10kHz时，第一阶段下降到20%，而第二个阶段都上升到40%左右。人们也可以观察到大约20个^◦第一相和第二相之间的最大相位差。在图9c中，分数电流转换为以分贝为单位的传输特性，其中0dB表示携带三分之一的电流。

总电流(在频域)如图9d所示，在那里我们看到了一些值得注意的事情。首先，总电流幅值不是规定的500mA，而是略大。这可以归因于瞬态发电电路被校准为直流电流，而不是交流电流。另一个有趣的事情是30千赫左右的波动。这值得进一步研究，但请记住，我们在负载下驱动瞬态电流和测量电感电流，这可能并且将是不同的。我们不一定关心电流瞬态是如何精确地驱动的，但这是一个显著的偏差。如果需要精确控制总电感电流(而不是负载电流)，则需要对瞬态电流产生电路产生的负载电流和总电感电流之间的传递特性进行频率响应校准。最后，人们可以看到电流在大约40kHz后下降。这是由于变换器甚至不能看到在更高频率下产生的瞬态电流，而瞬态电流是从系统中的电容中提取的。

最后需要注意的是，在四次频域测量中，每个轨迹周围都有几乎无法识别的95%置信区间阴影区域。该测量是在夜间进行的，测量的可重复性表明，对平均值的估计接近完美。唯一大的

图9:低频时三相小信号电流共享测量扫描置信区间如图9d所示，这是由于应用了平顶窗。

图9e和图9f中的图显示了时域测量结果。记住，这些是时域测量，但通过确定主频分量来绘制与频率的关系。因此，这些是时域测量与刺激频率的对比。在图9f中，我们看到平均电流在12左右．8个。目前还不清楚为什么与10A静态加0的预期负载有如此大的偏差．5A暂态预期(虽然暂态电流偏差已经讨论过了)，但应该指出的是，所使用的电子负载超出了校准。在图9e和图9f中，阴影区域代表最小电流和最大电流。这种偏差是由用于时域电流确定的阈值解释的:所有超过阈值的电流都被使用，代表总电流波形的约10%，导致一些变化。重要的是观察最小和最大电流随频率的变化以及平均值中的任何光点。在这里，我们没有看到这样的问题，我们可以得出结论，当考虑整个频率范围内大约10A的静态负载电流时，至少从小电流瞬态响应的角度来看，电源共享电流很好。

两相电源测量

在图10中，我们展示了使用两相转换器的电流共享测量。在这种情况下，我们用20 a静态电流负载和64 a脉冲幅值的突发瞬态模式测试转换器。每次爆发持续10毫秒，间隔约1秒。爆发是由软件发起的。

扫描从10 o 100 kHz以100 Hz的标称频率步长进行。在这里，电流的主要来源是暂态电流，我们在图10b中看到总电流在频率范围内从约90 A下降到约75 A。这是由于暂态发电电路的频率响应和电源输出的解耦的组合，但在任何情况下都不会有太大的下降。

通过观察图10a中共享电流的平均值和最小/最大值，我们可以看到许多故障频率，其中最小和最大共享电流变化很大。最令人不安的位置出现在91kHz附近，我们观察到最小和最大电流共享分别在近20%和80%之间。

测量在90到93 kHz之间以10 Hz的增量进行重复，平均总电流如图10d所示，为94 a。在图10c中，我们看到故障点的频率恰好是91．340千赫，在这次扫描中，平均电流共享在一个相位上达到40%，在另一个相位上达到60%。

因为我们使用示波器来进行这些测量，所以很容易设置示波器和AWG来重复测量91．340 kHz故障频率。在图11中，我们展示了两个突发瞬态采集的示波器屏幕截图。在每个屏幕截图，左边两个栅格显示测量电感电流与第一阶段在底部的黄色和第二阶段在顶部的红色。通常，当转换器处理瞬态脉冲时，这些电感电流将是一个直带。在这种情况下，我们看到由于爆发产生了相当多的低频漂移。

每个屏幕截图中的右边两个栅格显示了电感电流的缩放，其中缩放区域在左边两个栅格的波形中由亮带表示。右下的光栅仅仅是放大的锯齿形电感电流波形，在开关节点切换时间具有尖锐的不连续。右上方的光栅是电感电流的滤波版本，其中开关已被滤波掉。这些滤波与线性相位，低通有限脉冲响应(FIR)滤波器

图10:两相突发模式电流共享测量扫描

通带边缘为20 0kHz，过渡宽度为100 kHz(即300 kHz的阻带边缘)，阻带衰减为60 dB。阻带边缘低于开关频率。这个处理是使用内置作用域处理函数执行的。蓝色波形对应于第一阶段，绿色波形对应于第二阶段。

在图11a中，我们放大了一个电流共享良好的区域。在右下方的栅格图中，我们看到电感电流以分段的方式跟随一些正弦脉冲。在右上角的光栅，我们看到滤波电感电流重叠。每个相位在正弦波的低部分携带10A的20a静态电流，在瞬态脉冲期间携带约50a的约100a总电流。

在图11b中，我们放大了电流共享不佳的区域。在右下方的栅格中，我们看到电感电流跟随瞬态脉冲，但彼此偏移。在右上角的光栅，我们看到滤波电感电流偏移。在这里，我们看到一个相位不携带任何电流，而另一个相位携带总共20 A的静态电流。在瞬态脉冲期间，第一相携带100a总电流中的80a。这表明了一个明显的问题，第一阶段有可能跳闸其过流保护，导致整个系统关闭。

图11:时域突发模式电流共享测量

图12:六相监控模式电流共享测量扫描

六相电流共享监测

正在测试的设备是一个小型计算机卡，有多个大电流供电轨道，为一个大芯片供电。此处测量的功率轨由六相DC-DC变换器供电。由于消费芯片存在，刺激是由芯片的受控活动产生的，在控制频率和占空比的情况下，在当前需求中产生较大的步骤。频率通过用户定义的范围进行扫描，电流共享测量在监视模式下进行，其中示波器上运行的软件自动识别激励频率。对六相DC-DC变换器的各种设置进行了测试。图12显示了在10 - 20 kHz频率范围内的特定频率下电流共享不足的设置的电流共享质量。该图显示了实线，表示每个相的电流比例。相应的彩色带显示在特定频率下检测到的最大/最小范围。在理想电流共享的情况下，所有6条线路和频带的频率与1/6值无关。在瞬态条件下，有些偏差和协商是可以接受的，也是不可避免的。 We can notice, however, that the solid blue line has a very sharp dip around 18 kHz. When the script controlling the chip activity was changed to hit that specific frequency repeatedly, the protection of the DC-DC converter was activated and it did shut down. Figure 13 shows the output voltage and the phase currents at the time of shutdown. There are eight plots in the figure. The upper left plot is the output voltage, shown with its full ±100 ms time window. The plot below is blank, reserved for a spare signal. The third and fourth plots below show the current in the first and second phases. The phase currents continue in sequence in the plots on the right: the top plot referring to phase 3, bottom plot referring to phase six. All phase currents are shown on the same ±1 ms zoomed horizontal and +130/ − 30 A vertical scales. The periodic fluctuation of currents is the result of the loading chip

图13:突发模式瞬态励磁期间六相变换器停机

要求定期高电流和低电流。仔细观察可以发现，这是第四阶段，从图的左侧开始，在峰值处运行，并首先停止。其他阶段试图恢复丢失的工作负载，它们当前的签名急剧上升，直到全部关闭。

感应电阻和RC探头尖端测量的比较

在本文前面，我们讨论了测量电感电流的各种方法。到目前为止，RC探针尖端方法是我们首选的方法，但我们想知道它与感应电阻测量相比如何。在图14中，我们展示了一个比较。该测量是通过测量图9中三相测量中的第二相同时使用感应电阻进行的。这个特殊的评估板有一个内置的3 mΩ感应电阻。重新进行清扫，只保留了地块中感兴趣的阶段。

通过调整示波器内部DSP处理组件对话框中指定的寄生电感，手动校准寄生电感，直到在静态负载条件下，电感电流形状的锯齿波形正确，没有大的超调(见图7b)。调谐需要500 pH的寄生电感，此时它基本上与RC探头尖端计算的测量值重叠。没有进一步的校准尝试，并使用了评估板原理图中指定的3 mΩ感应电阻。

在图7c中，我们看到RC尖端在低频时计算的电流共享约为34%，而感应电阻提供的电流共享略低于32%。这种分享大多是跟踪的，但频率更高。在图7d中，我们看到在整个频率范围内，相位跟踪的误差小于2°。在图7c中，我们看到传输特性，其中我们看到一个0．低频时相差5 dB(约5%)，高频时改善。在图14d中，我们看到了时域测量，它与图14a中的频域测量有相似的差异。这些误差可能是由于传感电阻公差(尽管电阻指定为1%)或探头中的直流误差。如果它们是由于RC探头尖端的时间常数不匹配造成的，那么我们预计在低频会有一些偏差，但我们没有看到。在任何情况下，所有这些测量都显示出合理的一致性。

图14:感应电阻和RC探头尖端电流测量的比较

结论

InthispaperwehaveshownvariouswayshowinductorcurrentcanbemeasuredinDC-DCconverters。提出的解决方案是基于商业上可用的硬件，取代了通常麻烦和易出错的自制设置。结果表明，通过对采集到的时域数据进行数字信号处理，可以对电感的电感和电阻与探头RC时间常数之间不相等的时间常数进行修正。对于电流感应电阻器的串联电感效应，提出了类似的修正方法。使用外部可控刺激，可以评估闭合电流共享环的频域行为，闭环响应中的异常可以揭示弱点，可以通过查看时域电流波形进一步分析。该解决方案被扩展到自动识别电流波动的主要特征，这使得分析活载DC-DC变换器成为可能。

确认

作者希望感谢Ted Steubing, Scott McCutcheon和Gene Whitcomb, Oracle对测量的帮助。

参考文献

1. Y. Panov和M. M. Jovanovic，“带平均电流共享控制的并联dc-dc变换器环路增益测量”，IEEE电力电子汇刊，第23卷，第2942-2948页，2008年11月。
2. http://teledynelecroy.com/probes/probeseries.aspx?mseries=426。
3. https://en.wikipedia.org/wiki/Rogowski_coil。
4. 先进电源技术，“功率MOSFET教程”。应用说明APT-0403版本B。
5. I. Novak和P. J. Pupalaikis，“配电网络的通用测试工具”，在DesignCon， UBM, 2017年2月。
6. Linfinity，“消除感应电阻的简单电流感应技术”。申请书AN7, 1998年7月。
7. P. J. Pupalaikis, L. Jacobs和S. Sekel，“虚拟探测和探测补偿”，2010年2月。美国专利7,660,685
8. P. J. Pupalaikis, L. Jacobs和S. Sekel，“虚拟探测和探测补偿”，2012年5月。美国专利8170,820。
9. http://cdn.teledynelecroy.com/files/manuals/ap033-active-differential-probe-operators-manual.pdf。
10. H. Zhang和K. B. Scott，“开关模式电源电流传感。http://www.linear.com/solutions/7646, 2016年11月。
11. 张宏，“电压/电流模式控制电流共享的多相DC/DC变换器LTC3731, LTC3853, LTC3850。http://www.linear.com/solutions/1014, 2008年12月。
12. F. Hämmerle, S. Sandler和T. Schuster，“传统和无创稳定性测量。http://www.all-electronics.de/wp-content/uploads/2015/11/1-App_Note_Traditional_NoninvasiveStability_V2_0.pdf, 2015。
13. E. Koether和I. Novak，“时域PDN验证的瞬态负载测试仪”，在EDICON，微波杂志，2017年9月。