本文在EDI CON USA 2017上发表

多相开关电源通常用于需要大电流的应用，其中电流通过多个独立的电源相提供。设计的目标是让所有的相平等地共享电流。从控制的角度来看，这些电源是相当复杂的，因为可能会使用多个控制回路来维持适当的电流共享。虽然电源可能在大多数时间正常运行，但需要在各种瞬态条件下测量电源，以确保在所有条件下正常运行。

相关资源

每道224 Gb/s:选择和挑战

电流共享的测量要求至少测量电感电流，最好是瞬态电流发生器，理想情况下包括静态直流(DC)负载。电感电流的测量尤其有问题，因为它可能需要断开回路以提供电流探头或修改电路以添加各种组件。

在我们的介绍中，我们将演示如何使用一种特殊的探头尖端，用于将电感电压的差分测量转换为电感电流的测量。我们将演示电感电流测量中的连接和校准考虑因素，包括补偿电源和探头尖端组件所需的数字信号处理算法。我们还将演示和解释使用瞬态电流发生器在时域和频域进行的电流共享测量。

专利信息披露

本文件的部分内容是专利申请的主题。

免责声明

本文不构成甲骨文公司对任何特定产品、服务、公司或解决方案的认可。

作者(年代)传记

Peter j . Pupalaikis1964年出生于马萨诸塞州波士顿，1988年获得新泽西州新布伦瑞克的罗格斯大学电气工程学士学位。他于1995年加入LeCroy Corporation(现为Teledyne LeCroy)，这是一家位于纽约Chestnut Ridge的高性能测量设备制造商，目前担任技术开发副总裁，负责管理数字信号处理开发和知识产权。他的兴趣包括数字信号处理，应用数学，信号完整性和射频/微波系统。在加入LeCroy之前，他曾在美国陆军服役，并曾担任嵌入式系统设计的独立顾问。Pupalaikis先生在测量仪器设计领域拥有43项专利，并为一本关于射频/微波测量技术的书贡献了一章。2013年，他因对高速波形数字化仪器的贡献而成为IEEE fellow。他是Tau Beta Pi, Eta Kappa Nu和IEEE信号处理，仪器仪表和微波协会的成员。

什诺瓦克是Oracle公司的高级首席工程师。除了高速串并行总线的信号完整性设计外，他还从事中端服务器配电网络和包的设计和表征。他创建了仿真模型，并开发了功率分配的测量技术。Istvan在高速数字、射频和模拟电路和系统设计方面拥有20多年的经验。他因对信号完整性、射频测量和模拟方法的贡献而成为IEEE会员。

劳伦斯·雅各布斯1963年出生于加利福尼亚州的帕洛阿尔托。他分别于1985年和1990年获得斯坦福大学电气工程学士学位和圣克拉拉大学电气工程硕士学位。他于1999年加入LeCroy Corporation(现在的Teledyne LeCroy)，这是一家位于纽约Chestnut Ridge的高性能测量设备制造商，目前他在那里管理探头开发小组。他的兴趣包括精密模拟和高频电子设计和测量。他拥有14项专利。

简介

当前的测量选项

图1a显示了非隔离降压变换器输出级的主电流路径。典型的理想化稳态波形如图1b所示。三个电流在开关节点，两个开关器件和输出电感的连接点汇合。电感电流是连续的，其平均值等于负载电流。然而，监测电感电流不会对可能的开关“短通”故障提供任何保护。高侧场效应晶体管(FET)中的电流实际上是输入电流，也是接通时的电感电流。低侧场效应管中的电流等于关闭时间内的电感电流。这两种电流都是不连续的。

图1:同步非隔离降压变换器

导线周围电流探头

绕着载流导体的校准绕组可用于测量交流电。结合霍尔效应传感器，频率范围可以扩展到直流。电流探头可以创建为钳[2]或Rogowski线圈[3]。箝位解决方案要求探头绕组完全围绕载流导体，使得这些解决方案对某些应用太过干扰。图2说明了三个连接选项。在这种评估板的情况下，转换器的输入和输出通过长电线连接，使使用电流钳非常容易。另一方面，为了测量电感器中的电流，需要提升电感器的一侧并添加串联回路。

图2:低电流降压调节器评估板中的电流钳连接

例如，一英寸直径的线圈代表大约100nH的电感。将此量的电感串联到主开关电感上，其值为几个uH或更高，这是可以接受的。这限制了该连接方案的低电流调节器。每相运行在300-1000kHz的大电流多相稳压器往往具有与添加环路电感相同的顺序的电感值，使得使用100nH的额外电感禁用。buck变换器的输入端对额外的电感更加敏感，因为被测量的电流是不连续的，所以回路必须放在第一行旁路电容的外面(图2a)。将非隔离buck变换器的第一旁路电容外的回路连接，其优点是输入纹波电流显著减小，且平均输入电流小于负载电流。然而，为适应电流钳而增加的导体不仅增加了损耗，而且额外的电感也改变了转换器的动态行为。

在测量多相变流器的共享电流时，我们需要分别测量每相的电流，对应于图2c的方案。不仅钳环增加了太多的电感，每个相的线圈和电流探头所需的空间也代表了一个重大的挑战，使它非常不切实际的使用电流钳超过两个相。

使用Rdson

图1中开关级的每个元件都有导电损耗，可用来测量电流。例如，高侧场效应管和低侧场效应管都有一个有限的电阻，这在设备打开时产生了一个小的电压降。电压降是开关电流和器件阻抗的复杂乘积。通过测量穿过低侧场效应管的电压的电流，我们获得了循环中ON时间的电流波形。通过测量高侧场效应管的电压，我们得到了关闭周期的电流波形。

当开关打开时，它的电阻很低，因此要考虑的主要寄生贡献来自该部件的串联电感(见下一节)。在非隔离降压转换器中，高侧场效应管的压降取决于输入电压，这对传感电路造成了挑战。低侧场效应管的源连接到主返回(地面)，使其更容易测量。利用开关设备的ON电阻不会增加额外的损耗，但有一些挑战和缺点。图3显示了一个典型的波形。当低侧场效应管接通时，我们要测量开关节点电压的几倍十毫伏。然而，在关闭周期中，交换节点电压波动到输入电压。随着输入/输出电压比的增大以及设计效率的提高，在开和关循环期间的电压比变得更大。潜在的大动态范围给测量仪器带来了挑战。如果我们增加示波器的灵敏度，以便在ON时间我们驱动A/D转换器的最佳状态，这将在OFF期间超速驱动电路。 Since the device under test (DUT) has low source impedance, a clamp circuit may help.

图3:开关节点电压波形和可用于测量fet ON电阻的电流的波形。

第二个挑战是，为了从测量的电压计算电流，我们需要知道Rdson值。我们不能依赖于数据表值，因为场效应管Rdson电阻的可能范围通常是一个非常大的范围;2:1的范围是很常见的。这需要校准或与其他测量值相关，如电感电流。此外，Rdson不仅具有较大的初值差值，而且对温度的依赖性也很高。图4显示了典型的Rdson与温度曲线。

图4:显示场效应管rderson归一化温度依赖性的典型曲线。根据[4]的图3

最后，开关节点电压在开关边缘附近有高频暂态，通常在数百兆赫的频率范围内。这部分数据要么必须通过模拟或数字方法过滤掉，要么必须通过应用消隐窗口从我们的数据处理中删除这部分数据。

使用RC网络跨电感器

电流测量的一个想法是用一个差分探头分流电感，并试图从差分电压测量推断电流。开关电源中的所有电感都有一个电感和一个寄生电阻。在没有寄生电阻的情况下，通过电感的电压由众所周知的公式给出:因此电流为:

有两个明显的问题，我们不能一直看到信号，因此我们不知道正确的直流偏移量。寄生电阻的作用在于，电流相对于电压的传递函数在原点处不再为零，但直流与开关频率之间存在巨大的动态范围差，导致测量中[5]的低频噪声有较大的放大。这使得波形中的动态信息是正确的，但是增加了测量的低频漂移。

解决这一问题的一种技术是将电感与RC网络并联，并测量电容[6]的电压。该技术需要匹配R·C的RC网络的时间常数l/R电感的时间常数及其寄生电阻。应用于此测量的增益为1/R．这种技术包括将元器件焊接到电路中，希望时间常数匹配。

我们提出了一种RC探头尖端，它包含了[6]提出的类似电路，其中包含了一些减少共模噪声的元素。我们将问题约束为时间常数的粗略匹配，并利用数字信号处理(DSP)进行校正。在图5a中，我们看到一个简化的模拟示意图，演示了这种情况。这里我们有一个感应器l= 1．8µ电感的H和R_l= 2．寄生电容7 mΩ。这是666的时间常数．7µs.我们有一个RC探头尖端具有10 kΩ的电阻和47 nF的电容，时间常数为470µs，我们应用1/的增益R_l= 370．4到测量。模拟得到的波形如图5b所示，其中测量的电流和实际电感电流之间有很大的误差。

为了提供正确的电感电流波形，我们使用一种称为虚拟探测[7][8]。在图6a中，我们有一个虚拟探头示意图。虚拟探测的工作原理是提供一个电路示意图，其中一个测量探头放置在进行实际测量的地方(Imeas)，一个输出探头放置在出现所需计算波形的地方(Icalc)。计算了将测量点的被测波形转换为输出探头位置的波形的传递函数的解。我们可以看到这种处理的结果应用于图5b中测量的波形，以产生计算出的电感电流。计算结果与实际电感电流的比较如图6b所示，我们可以看到两者重叠。图6c和图6d显示了这一处理的传递函数的幅度和相位响应，在图6c和图6d中我们看到处理只施加了大约3 dB的衰减。尽管不匹配量很小，但必须使用高增益、低噪声探头进行测量，才能得到任何合理的结果[9]。

(b)显示时间常数失配的输出波形

图5:RC电流探头波形

图6:RC电流探头虚拟探测测量技术

使用检测电阻

另一种电流测量技术涉及使用传感电阻[10]。传感电阻是一个与电感串联的小值电阻，尽管它可能是印刷电路板(PCB)迹或零件的引脚本身的寄生电阻。添加这样的电阻是侵入性的，如果尚未存在，会增加额外的损耗，并可能在大电流稳压器中产生电流拥挤问题。也就是说，它可以非常精确，低温度系数(TC)电阻可以用于这一目的。

有人可能会认为，使用串联感应电阻只涉及测量电阻上的差分电压，并将电压测量值乘以电阻的倒数。这是大多数情况下，但参考指出，通常有一个小的寄生电感与电阻相关。虽然小，但它往往对测量有很大的影响，因为电阻本身往往非常小。

(c)虚探头幅度响应(d)虚探头相位响应

图7:感应电阻虚拟探测测量技术

在图7a中，我们展示了一个虚拟探头示意图，显示了一个带有R= 2 mΩ和寄生电感l_p这与合理预期的寄生电感值的数量级相同。虚探头测量点为增益为1/的差分探头所测电压R= 500。输出探头是电感电流我_l的示意图。

图7b提供了各种波形输出，显示了由于寄生电感从0 - 200 pH值在20 pH增量下的不同假设，系统的脉冲响应。这是因为寄生电感的确切值往往是未知的。幸运的是，开关电源电感电流，特别是在静态负载条件下，是锯齿形波形，可以通过检查图7b看到的正确值l_p是相当容易确定的，特别是如果校正的处理是在数字存储示波器(DSO)中动态执行的。

寄生电感与电阻串联，如本例所示，使传递函数出现零。该零在虚探针传递函数中进行补偿，其幅值和相位响应如图7c和图7d所示。这里你可以看到角频率(l_p/R) /(2·π3)≈．2 mhz。

测量电流共享

典型的buck变换器应用需要调节输出电压。通过调节开关的占空比，输出电压保持在规定的带内，不受温度、老化和负载电流变化的影响。这个传统的反馈循环有许多不同的实现，从全模拟到全数字，以及介于两者之间的多种色调。无论如何实现，反馈循环都有不稳定的风险。虽然近年来该度量受到质疑，但事实上，评估电压环稳定性的标准方法是评估频域内的小信号开环增益幅值和相位。当需要多个相提供负载电流时，需要额外的反馈回路以确保相按计划共享电流(通常这意味着平等共享)。如果每个相位的输出滤波器中的元件损耗和主要参数完全相同，通过电压反馈回路进行一次控制就足够了。在实际电路中，除了电流模式控制[11]外，每个负载的输出和负载之间的元件公差和不等路径阻抗需要额外的反馈环路来平衡电流共享。图8显示了六相调节器中每个相位的输出阻抗。注意，跨阶段的变化是可重复的，它取决于板的布局和组件的位置。

六个相的直流路径电阻(蓝色)和输出阻抗(红色)[莫姆]

图8:六相DC-DC变换器中高侧平面电阻(蓝色)和100 kHz的输出阻抗大小(红色)

不幸的是，在大多数转换器中，用户无法访问共享电流循环;在现成的数字实现中，这些都是代码，客户无法访问。当至少部分共享电流环可访问时，建议采用测试设置来测量多励磁源[1]的开环增益。如果没有访问电流共享环元素来打开它并注入测试信号，我们就可以回到测量闭环行为上来。这相当于电压控制回路的无创稳定性测量(NISM)[12]。刺激可以应用到调节器的公共输出，或通过外部源或依靠实际负载电路的变化活度。下面的小节将详细介绍这些选项。

如果我们有一个合适的电压-电流转换器可用，我们可以通过将来自实验室源的选定波形应用到电压-电流转换器的输入，并使用控制的电流输出来加载DUT，从而生成任何负载电流波形。对于相对较小的电流和中等转速，我们可以使用双极或金属氧化物半导体(MOS)晶体管发射从动模式，并使用它作为一个单象限开环电压电流转换器。一些DC-DC变换器的评估板上有这样的电路，准备供我们使用。对于大电流和非常高的转率，主要的挑战成为电流源和DUT之间的连接。连接的电阻和电感将产生电压降，降低有源设备可用的电压，最终设置最大电流和转换速率的限制。作为一个说明性示例，假设连接阻抗为1 mΩ和100pH。具有1000a / 100a的电流步长µs转速时，静态压降为1 mΩ·100 A = 100 mV，动态压降为100 pH·1000 A/µs = 100 mV，导致有源器件可用电压降低200 mV。为了克服这些限制，可以创建自定义装置，以最小化互连[13]上的电压下降。一旦我们有了电压-电流转换器，我们就可以驱动它来创造任何可能的情况:小信号、大信号、扫描频率正弦波或瞬态刺激。

当外部刺激注入器不可用或不能连接到DUT时，我们可以利用负载时变电流来分析各相电流。电流共享可以作为时间的函数跟踪，每个相的贡献可以绘制归一化为“公平共享”值，这可以近似为相电流的平均值。如果我们能很好地控制加载装置的活动，我们可以模拟任何受控情况:小信号或大信号扫描频率正弦或小信号或大信号瞬时刺激。可以扫描重复频率等参数，并绘制共享幅度和相位。作为说明，在本文后面，图12显示了六相DC-DC变换器的频率扫描和一个特定重复频率的时域捕获。电流刺激是由加载装置的控制活动产生的，产生的电流台阶高达约100A的数量级。

当前共享测量

使用我们目前正在开发的Python工具，我们对三相电源进行了电流共享测量。测量使用连接到Teledyne LeCroy APO33有源差分探头的RC探头尖端进行，并在Teledyne LeCroy HDO8058 8通道，12位，500MHz DSO上进行测量。我们测量了一个三相30安培和一个两相90安培的电源。两个电源都是buck拓扑，每个都将12V的输入电压转换为1V的输出电压。我们还在使用聚合六相转换器的操作系统现场进行了测量。

刺激使用安捷伦N3300A电子负载进行静态直流电流负载，并使用位于DC-DC转换器评估板上的fet进行瞬态电流产生。场效应管的门由Teledyne LeCroy波站3162,160mhz任意波形发生器(AWG)驱动。瞬态电流是通过场效应晶体管源和地面之间的感应电阻的电压来测量的。

提供给评价委员会的当前瞬态数据可以有四种形式:

• 正弦-场效应管在a类放大器中驱动，施加直流偏置，正弦电压以指定频率围绕偏置点摆动。直流偏置和振幅在直流校准步骤中确定。在这种模式下，幅值限制主要是由于场效应晶体管和传感电阻的功率损耗。通常，这种模式只能用于小信号的测量。
• 脉冲-场效应管由脉冲驱动，以指定的重复频率从最小门电压摆动到最大门电压。占空比保持恒定并指定。最小栅极电压基本上是关闭场效应管而不产生欠冲和驱动场效应管完全关闭所引起的失真所需要的电压。脉冲的振幅在校准步骤中确定。在脉冲模式下，幅值限制通常不是功率损耗限制，而是场效应管上的绝对漏极电流限制。
• burst - FET由给定周期的脉冲序列驱动，持续时间相对较短。calibrationandvoltageamplitudesaresimilartopulsemode。爆发可以由软件手动触发，也可以由AWG的外部触发触发准备好了示波器的输出。使用触发器就绪，脉冲是通过简单地武装示波器进行采集而启动的。
• monitor—这种模式不刺激供电，而是依赖于通过不同频率异步扫描的外部刺激。在这种模式下，电流共享测量必须从被测电感电流频率中确定刺激频率。

在扫描或监视DUT时，测量电感电流共享的两种方式同时进行:频域和时域。

在频域，离散傅里叶变换(DFT)是计算每一个电流波形测量。瞬时刺激的频率被用来确定感兴趣的DFT仓。在监测模式瞬时刺激的情况下，使用包含最大值(DC除外)的仓来确定频率。得到感兴趣频率处波形的幅值和相位。所有复相电流的相量相加相加，结果的大小决定了总电流。每相的大小除以合成的大小决定了由电感携带的总电流的比例。电感电流的相位差和合成物的相位差决定了被测相位。

在时域中，电感电流波形被选择性地滤波以去除相间开关瞬态。这种滤波波形是稀疏的，以减少数据读出。然后将过滤后的稀疏数据从示波器中读取出来进行处理。每个电感电流波形相加产生总电流波形。应用一个阈值(通常是最大总波形幅值的90%)，所有总电流波形高于阈值的点都被处理，以形成每个电感的部分带流采样。虽然这些是时域测量，但测量值是通过寻找波形的主要频率分量(不包括直流电)来绘制的。

每个频率的统计数据以统计数据的形式保留，以形成频域数据的平均分数和相位，并形成对重复扫频的平均值估计的95%置信区间。最小、最大和平均时域数据被保留。

需要注意的一点是频域数据只包含瞬态部分的基本信息。这意味着该值可能与脉冲或突发模式下的脉冲波形的振幅不同。时域数据包含静态负载电流和所有频率分量的完整瞬态响应。

三相供电测量

三相DC-DC变换器的测量如图9所示。在此测量中，尝试使用由1A偏置电流和500mA振幅正弦组成的暂态信号来测量小信号的电流共享。共利用了10A的静态电流(9A由电子负载拉动)。

频率从100Hz扫到100kHz。采集的长度足以满足100Hz的频率分辨率，但扫描是对数线性的，在AWG上的分辨率至少为10Hz。DFT采用平顶窗口来处理非bin居中的测量值。每十年指定1000个点，因此扫描分辨率非常好。图9中的前四个图是扫描的频域测量值。在图9a中，我们看到每个相的电流共享分数，理想情况下应该是三分之一。在图9b中，显示了相对于总量的相位。我们看到，在10kHz的频率下，这三个相位在瞬态响应中几乎完美地跟踪，之后它们显著偏离。在10kHz时，第一阶段下降到20%，而后两个阶段都上升到40%左右。一个人也可以观察到大约20个^◦第一相和第二相之间的最大相位差。在图9c中，分数电流转换为以分贝为单位的传输特性，其中0dB表示携带三分之一的电流。

总电流(在频域)如图9d所示，在那里我们看到了一些值得注意的事情。首先，总电流幅值不是规定的500mA，而是略大一些。这可以归因于瞬态发电电路被校准为直流电流，而不是交流电流。另一个有趣的事情是30kHz左右的颠簸。这值得进一步研究，但请记住，我们是在负载驱动瞬态电流和测量电感电流，这可能也将是不同的。我们不一定关心电流瞬态是如何精确地驱动的，但这是一个显著的偏差。如果想要精确控制总电感电流(而不是负载电流)，就需要对瞬态电流产生电路产生的负载电流和总电感电流之间的传递特性进行频率响应校准。最后，可以看到电流在大约40kHz后下降。这是由于转换器甚至不能看到在更高频率下产生的瞬态电流，瞬态电流是从系统中的电容中提取的。

最后需要注意的是，在四次频域测量中，在每个轨迹周围都有几乎无法识别的95%置信区间阴影区域。该测量是在一夜之间进行的，测量的重复性表明，对平均值的估计是近乎完美的。唯一的大

图9:低频下三相小信号共享电流测量扫描置信区间如图9d所示，这是由于采用了平顶窗。

图9e和图9f中的图显示了时域测量结果。记住，这些是时域测量，但是通过确定主频率分量来绘制与频率的关系。因此，这些是时域测量与刺激频率的对比。在图9f中，我们可以看到平均电流在12左右．8个。目前还不清楚为什么10A静态加0的预期负载会有如此大的偏差．预期的5A暂态(虽然暂态电流偏差已经讨论过了)，但应该指出使用的电子负载是超出校准的。在图9e和图9f中，阴影区域表示最小和最大电流。这种偏差可以用时域电流测定所用的阈值来解释:所有超过阈值的电流都被使用，代表总电流波形的10%左右，导致一些变化。重要的是观察最小和最大电流随频率的变化和平均值的任何光点。在这里我们没有看到这样的问题，我们可以得出结论，当考虑整个频率范围内大约10A的静态负载电流时，至少从小电流瞬态响应的角度来看，电源共享电流很好。

两相供电测量

在图10中，我们展示了使用两相转换器的电流共享测量。在这种情况下，我们用20 a静态电流负载和64 a脉冲幅值的突发暂态模式测试转换器。每次爆发持续10毫秒，间隔约1秒。爆发是由软件发起的。

扫频是从10o 100khz以100hz的频率步进进行的。在这里，电流的主要来源是瞬态电流，我们在图10b中看到总电流在频率范围内从约90 A下降到约75 A。这是由于暂态发电电路的频率响应和电源输出的解耦的组合，但在任何情况下都不是太大的下降。

通过观察图10a中共享电流的平均值和最小/最大值，我们可以看到许多故障频率，其中最小和最大共享电流变化非常显著。最令人不安的位置出现在91kHz附近，我们观察到最小和最大电流共享分别在近20%和80%之间。

测量在90到93 kHz之间以10hz的增量扫描，平均总电流如图10d所示。在图10c中，我们看到故障点的频率恰好是91．340千赫，在这个扫频中，平均电流分成在一个相中达到40%，在另一个相中达到60%。

因为我们使用示波器来进行这些测量，所以很容易设置示波器和AWG来进行91的重复测量．故障频率340千赫。在图11中，我们展示了两个突发瞬态采集的示波器屏幕截图。在每个屏幕截图，左边的两个电网显示测量的电感电流与第一相在底部的黄色和第二相在顶部的红色。通常，当变换器处理瞬态突发时，这些电感电流将是一个直带穿过。在这种情况下，由于爆发，我们看到了相当多的低频漫游。

在每个屏幕截图中，右边的两个栅极显示了电感电流的缩放，其中缩放区域由左边两个栅极波形中的亮带表示。右下的栅格就是放大的锯齿形电感电流波形，在开关节点开关时刻具有明显的不连续。右上角的栅格是电感电流的滤波版本，其中开关被滤波掉了。这些被线性相位，低通有限脉冲响应(FIR)滤波器过滤

图10:两相突发模式电流共享测量扫描

通带边缘为20 0kHz，过渡宽度为100 kHz(即300 kHz的阻带边缘)，阻带衰减为60 dB。阻带边缘低于开关频率。此处理是使用内置的范围处理函数执行的。蓝色波形对应第一相，绿色波形对应第二相。

在图11a中，我们放大了一个电流共享良好的区域。在右下方的栅格中，我们可以看到电感电流以分段的方式跟随有点正弦的脉冲。在右上方的栅格中，我们看到滤波后的电感电流重叠。每个相在正弦信号的低部分携带10A的20a静态电流，在瞬态脉冲中携带约50a的约100a总电流。

在图11b中，我们放大了电流共享较差的区域。在右下方的栅格中，我们看到电感电流跟随瞬态脉冲，但彼此偏移。在右上角的栅格中，我们看到滤波后的电感电流偏移。在这里，我们看到一个相不携带任何电流，而另一个相携带所有总数为20a的静态电流。第一相在瞬态脉冲中携带100a总电流中的80a。这表明了一个明显的问题，第一相有可能跳闸过流保护，导致整个系统关闭。

图11:时域突发模式电流共享测量

图12:六相监控模式电流共享测量扫描

六相原地共享电流监测

被测试的设备是一个小型计算机卡，带有多个大电流供电轨道，为一个大芯片供电。这里测量的功率导轨由六相DC-DC变换器提供。由于消费者芯片的存在，刺激是由芯片的控制活动产生的，在控制频率和占空比的情况下产生当前需求的大步长。频率被扫过用户定义的范围，电流共享测量操作在监视模式下，其中运行在示波器上的软件自动识别激励频率。测试了六相DC-DC变换器的各种设置。图12显示了在10 - 20 kHz频率范围内的特定频率下共享电流的质量设置，其中共享电流不足。图中显示了实线，表示每相电流的比例。相应的彩色条带显示在特定频率下检测到的最大/最小范围。在理想共享电流的情况下，所有6条线路和频带都与频率无关，均为1/6值。在瞬态条件下，一些偏差和协商是可以接受的，也是不可避免的。 We can notice, however, that the solid blue line has a very sharp dip around 18 kHz. When the script controlling the chip activity was changed to hit that specific frequency repeatedly, the protection of the DC-DC converter was activated and it did shut down. Figure 13 shows the output voltage and the phase currents at the time of shutdown. There are eight plots in the figure. The upper left plot is the output voltage, shown with its full ±100 ms time window. The plot below is blank, reserved for a spare signal. The third and fourth plots below show the current in the first and second phases. The phase currents continue in sequence in the plots on the right: the top plot referring to phase 3, bottom plot referring to phase six. All phase currents are shown on the same ±1 ms zoomed horizontal and +130/ − 30 A vertical scales. The periodic fluctuation of currents is the result of the loading chip

图13:六相变换器在突发模式瞬态励磁时停机

要求定期高、低电流。仔细观察可以发现，这是第四阶段，从地块左侧开始，峰值已经很高，然后先停止。其他阶段试图弥补丢失的工作负载，它们当前的签名急剧上升，直到全部关闭。

感应电阻与RC探头尖端测量的比较

在本文的前面，我们讨论了测量电感电流的各种方法。RC探针尖端方法是我们目前首选的方法，但我们想知道这与感测电阻测量相比有多好。在图14中，我们显示了一个比较。该测量是通过测量图9中三相测量中的第二相同时使用一个感应电阻进行的。这个特殊的评估板有一个内置的3 mΩ感应电阻。重新进行清扫，只保留了地块中感兴趣的阶段。

通过调整示波器内部DSP处理组件对话框中指定的寄生电感，手动校准寄生电感，直到在静态负载条件下，电感电流形状的锯齿形波形是正确的，没有大的超调(见图7b)。调谐需要一个500 pH的寄生电感，此时它基本上与RC探头尖端计算的测量值重叠。没有进一步的校准尝试，并使用了评估板示意图中指定的3 mΩ感应电阻。

在图7c中，我们可以看到，在低频时，RC尖端的电流共享计算约为34%，而感应电阻提供的电流共享刚好低于32%。分享大多是跟踪的，但聚集在一起的频率更高。在图7d中，我们看到在整个频率范围内，相位跟踪误差小于2°。在图7c中，我们看到了传输特性，其中我们看到了一个0．低频时相差5 dB(约5%)，高频时改善。在图14d中我们看到时域测量，它与图14a中的频域测量相似，只是不同。这些错误可能是由于感应电阻的公差(尽管电阻被指定为1%)或探头中的直流误差。如果它们是由于RC探针尖端的时间常数不匹配造成的，那么我们会预计在低频会有一些偏差，但我们没有看到。在任何情况下，所有这些测量都显示出合理的一致性。

图14:感应电阻和RC探头尖端电流测量的比较

结论

InthispaperwehaveshownvariouswayshowinductorcurrentcanbemeasuredinDC-DCconverters。提出的解决方案是基于商用硬件，取代了通常繁琐和容易出错的自制设置。结果表明，通过对采集的时域数据进行数字信号处理，可以对电感的电感和电阻与探头的RC时间常数之间的不相等的时间常数进行校正。提出了类似的修正，以修正电流感电阻器的串联电感的影响。利用外部可控刺激，可以评估闭合电流共享环的频域行为，闭环响应中的异常可以揭示弱点，可以通过查看时域电流波形进一步分析弱点。该解决方案被扩展到自动识别电流波动的主要特征，这使得有活负载的DC-DC变换器的分析成为可能。

确认

作者希望感谢Ted Steubing, Scott McCutcheon和Gene Whitcomb，甲骨文公司，他们在测量方面的帮助。

参考文献

1. Y. Panov和M. M. Jovanovic，“具有平均共享电流控制的并联dc-dc转换器的环路增益测量”，IEEE电力电子学汇刊，第23卷，2942-2948页，2008年11月。
2. http://teledynelecroy.com/probes/probeseries.aspx?mseries=426。
3. https://en.wikipedia.org/wiki/Rogowski_coil。
4. 先进电源技术，功率MOSFET教程。应用说明APT-0403 Rev B。
5. I. Novak和P. J. Pupalaikis，“配电网络的通用测试工具”，在DesignConUBM, 2017年2月。
6. Linfinity，“消除传感电阻的简单电流检测技术”。申请注AN7, 1998年7月。
7. P. J. Pupalaikis, L. Jacobs和S. Sekel，“虚拟探测和探测补偿”，2010年2月。美国专利7660685。
8. P. J. Pupalaikis, L. Jacobs和S. Sekel，“虚拟探测和探测补偿”，2012年5月。美国专利8170820。
9. http://cdn.teledynelecroy.com/files/manuals/ap033-active-differential-probe-operators-manual.pdf。
10. 张鸿章和K. B. Scott，“开关模式电源电流传感”。http://www.linear.com/solutions/7646, 2016年11月。
11. 张宏，“电压-电流模式控制多相DC/DC变换器的电流共享LTC3731, LTC3853, LTC3850。”http://www.linear.com/solutions/1014, 2008年12月。
12. F. Hämmerle, S. Sandler和T. Schuster，“传统和无创稳定性测量。“http://www.all-electronics.de/wp-content/uploads/2015/11/1-App_Note_Traditional_NoninvasiveStability_V2_0.pdf, 2015年。
13. E. Koether和I. Novak，“时域PDN验证的瞬态负载测试器”，在EDICON，微波杂志，2017年9月。