在地平面上分裂导致信号完整性、电源完整性和EMI问题的风险远远超过了潜在的好处;只有一种情况下，分离地平面可能会有好处。这里有解释。一旦连接建立起来，互联唯一要做的就是增加噪音。当工程师设计互连时，他们必须设计它们以减少它们可能产生的噪音。在做出设计选择时，我们总是在问这样一个问题:我们试图解决的噪音问题是什么?我们如何设计互连来减少这种噪声源?如果你正在考虑使用分地平面，你必须首先回答这个问题，分地平面试图解决的问题是什么?可能产生的其他潜在问题是什么，意外后果法则?
为什么是连续返回路径平面
工程互连降低噪声的第一步是提供连续的低阻抗返回路径来控制阻抗，从而控制反射噪声，并减少共享同一返回导体的信号之间的串扰。
与信号走线相邻的宽连续地平面将是最低串扰配置。任何不是宽平面的东西都意味着共享这个返回导体的信号路径之间会有更多的串扰。这意味着永远不要在返回路径中添加分割或间隙。这将冒着信号轨迹无意中穿过这种不连续的风险。
如果一个信号穿过一个分离的地平面，就会有两种效应相互叠加。穿过分路为返回电流创建了一个高阻抗路径，该路径必须穿过分路，并迫使来自多个信号的返回电流通过相同的高阻抗公共路径重叠。
这就产生了三个问题:来自返回路径不连续的反射，来自高电感返回路径的地面反弹，以及来自返回电流流过平面的两个区域之间的电位差的EMI。
因此，在地面返回平面上添加一个分裂从来不是一个好主意;你要冒着信号穿过这条裂缝的风险。
然而，如果返回平面中的分裂或间隙始终与信号路径平行，并且返回电流不穿过该间隙，则分裂地平面解决了一个潜在的问题。这是电阻耦合串扰的小问题。
回流电流流向何处
返回电流在接地面上的路径取决于信号路径的路由。信号路径和返回路径不能分开考虑;它们连在一起。电流在信号和返回导体中的路径由最低回路阻抗的路径决定。如果信号返回电流经过一条阻抗较低的路径，那么沿着这条路径的电压降就会较低，电流就会从高电压路径流向低电压路径，直到与传播方向垂直的所有导体都处于等电位。这意味着在信号返回电流可能采取的多条路径中，电流将在路径中流动，以最小化所有可能路径的环路阻抗。
通常，信号走线很窄，将信号电流限制在一个非常特定的路径上。返回电流可以在相邻地平面的任何地方流动，除平面边缘外不受约束。它将采取的路径，使环路阻抗的信号返回路径是最小的。对于一阶，信号返回路径的阻抗与频率相关，与:
式中，Z为电流回路的回路阻抗，R为回路的串联电阻，L为回路的回路电感。
想象一下，信号返回路径电流由连续电流细丝组成，它们可以沿着互连的任何路径运行。电流最大的细丝是那些具有最低回路阻抗的细丝。流过其中一根细丝的电流越大，这个串联阻抗上的电压降就越高。这将更多的电流推向相邻的高阻抗细丝，直到电流分布的横截面，由每个细丝的阻抗和每个细丝中的电流量平衡，在传播方向上产生等电位。
总有一个频率，高于该频率ωL项占主导地位，电流路径由最小回路电感路径驱动。这个区域我们称之为皮肤深度区域。最低回路电感的电流重新分配是驱动趋肤深度效应的原因。
阻抗最低的路径是同一导体内的电流相距最远，以减少部分自感，但信号和返回路径之间的距离最近，以增加部分互感。这在图1，显示了1、10和100 MHz时简单微带中的电流分布;采用Ansys Q2D进行仿真。
这意味着在高频状态下，返回电流总是在信号电流的正下方流动。信号电流下面的路径总是最低回路电感路径。任何远离这条路径的电流灯丝都会有更高的阻抗，更高的压降，并流向电压较低的灯丝，直接在信号下面。
当信号导体在地平面表面弯曲时，返回电流将沿着信号路径的正下方。图2给出了当信号导体改变方向时平面内回流电流分布的一个例子，对1 MHz频率分量进行了仿真。
低频回电流
在低频时，当回路阻抗以R项为主时，回路阻抗不驱动回路内的电流分布;它由回路电阻驱动。在信号路径中，电流将均匀地扩散，因为信号导体中的任何灯丝路径将具有大致相同的电阻。
但是在返回路径中R最小的电流细丝将是最短的。这意味着返回电流将采用最短的路径，与信号路径无关。随着频率的增加，返回电流将重新分布，从最低R路径过渡到最低L路径。
这在一个简单的实验中得到了证明。同轴电缆在远端被缩短，这样由函数发生器驱动的直流电流环路就会从信号导体流过，并通过回路返回。在同轴电缆前端，承载返回电流的屏蔽在同轴电缆前端和后端之间短路，如图图3。
在直流时，返回电流将流经屏蔽前后之间的分流器，这是一个低电阻路径，而不是沿着屏蔽一直流到信号和返回电流一起短路的远端。
为了测量流经该路径的电流，在该分流路径周围放置了霍尔效应电流钳。它测量流过这条特定路径的电流。该函数发生器用于驱动一个恒幅60 mA的正弦波电流通过同轴电缆，扫描频率从1 kHz到10 MHz。使用霍尔效应电流探头和Teledyne LeCroy Wave-Pro HD 12位，8 GHz带宽示波器测量电流。
在低频时，所有返回电流都流经分流路径。但是，随着频率的增加，通过分流的电流减少，更多的电流沿着同轴屏蔽的高电阻低环路电感路径流动，返回电流接近信号电流。图4
图中显示了远端信号返回回路中测量到的电流幅值，与频率呈平坦关系;图中显示了分路中测量到的电流幅值，该分路中测量到的电流幅值在大约10khz以上以1极响应下降。
这表明，在大约10khz以上，所有的返回电流将始终在与信号电流直接相邻的路径上流动，以减小信号返回路径的环路电感。但是，同样重要的是，低于约10khz的返回电流将始终在最低电阻的路径上流动。
通过分流路径的电流的瞬态阶跃响应将是一个极频率约为10khz的1极响应。这是一个有效的RC时间常数约为16 μsec。这将导致大约32 μsec的10-90上升时间。这是在通过分流路径的电流阶跃响应中测量到的，如图图5。
电感耦合噪声
在一个平面上，在频率低于约10khz时，回流电流不会在信号路径下流动，而是在回流平面上扩散。在10khz以上，返回电流被定位在信号路径下。
当我们有两个相邻的信号路径在一个宽的连续平面上时，它们将在高频下显示电感串扰。即使返回电流的重叠最小，在两个信号返回路径之间仍然存在环路互感。这种电感噪声是由入侵信号返回路径中不断变化的电流(dI/dt)驱动的，该电流在较低频率时会变小。
具有瞬态、短上升时间电流边缘的冲击信号将在具有冲击电流导数的相邻受害线上产生噪声特征。感应噪声只会与开关电流边同步出现。因此，我们称这种电感产生的噪声为“切换噪声”，因为它只发生在信号切换过渡电平时。当电流变化以较低的斜率下降时，电感串扰下降，直到低于测量阈值。
这种行为在一个简单的板中得到了演示。在两层电路板中，我们构建了六个平行的、相同的微带走线。一个是侵略者。它的远端与地面相连。一个峰值电流为120毫安的2千赫方波沿冲击器向下传输。上升时间约为9秒，但电流在剩余时间内保持恒定值。
在袭击者的两侧有两处对称的受害者痕迹。在攻击者和其中一条受害者线之间，回程平面上有一个缺口。这样就把返回的电流与侵略者隔绝了。它们不受一条受害线的约束，但不会在另一条受害线下流动。
我们期望在相邻的受害者轨迹上看到仅在上升时间的9秒内持续的开关噪声。剩余的时间应该没有开关噪声。测量到的两条受害路径上的开关噪声显示了来自返回平面间隙的影响。图6给出了两种结构的测量设置和在两个受害道上测量的电感耦合串扰。
我们看到开关噪声的特征是电流边缘的导数。从测量到的串扰峰值(在本例中约为5 mV)、上升时间和电流峰值，我们可以估计侵略者和受害者之间的环路互感。在没有间隙的情况下，环路互感约为0.4 nH。在间隙的另一边，它减少到约0.25 nH。间隙重新分配了返回电流，并且确实减少了回路对间隙另一侧受害道的互感，但这是一小部分。
