NEXT vs微带耦合长度
然后在Polar Si9000中模拟每个长度，并将试金石文件导入Keysight PathWave ADS软件中进行进一步分析。结果绘制在图4A中。
数字4．NEXT电压与微带中100密尔、363密尔和590密尔的一对长度的例子。采用Polar Si9000建模，Keysight PathWave ADS进行仿真。
如图所示，使用线性上升时间为0.1 ns，饱和长度为363 mils的1V侵略者，NEXT电压为54.6 mV，而完全饱和的NEXT电压为54.9 mV。与公式6预测的15.1 mV相比，耦合长度为100 mils的NEXT电压在攻击者上升时间的持续时间内达到15.8 mV的饱和。
NEXT电压的幅度是两个走线之间耦合间距的函数。当两条走线靠得更近时，相互电容和电感增加，因此NEXT电压，Vb，将按[1]的定义增加:
方程7
地点:
Kb=反向XTalk (NEXT)系数
弗吉尼亚州侵略电压
厘米=单位长度的互电容
Lm=单位长度的互感
有限公司=单位长度的走线电容
罗=单位长度的痕量电感
不幸的是，唯一实用的计算方法Kb是利用二维场求解器从场求解器中得到感应矩阵和电容矩阵元素。
或者，如果只知道奇偶模阻抗，则Kb为[2]:
方程8
地点:
Zterm=受害者输入端阻抗，通常为特征阻抗(佐薇)。
的时候,Zterm是开路，Kb的为[2]:
方程9
FEXT
ext电压与通过图1端口2的终端电阻(未显示)的耦合电流相关。前向XTalk系数，Kf，等于远端输入电压与输入电压之比，定义为:
方程10
地点:
Vf=远端XTalk电压
VaFE=远端侵略者的峰值电压
图5显示了高斯阶跃攻击器的ext波形的一般特征。Vf为图1端口2处的正向XTalk电压。VaFE是出现在远端端口4的攻击电压。ext电压与NEXT电压的不同之处在于，它只以脉冲的形式出现道明信号发射后。在这个例子中，负的ext脉冲是攻击者上升沿的导数道明．在侵略者跌落的边缘上，情况正好相反。
数字5．FEXT电压特征(Vf)是响应于高斯阶跃攻击电压(VaFE)的正向XTalk (FEXT)电压。采用Teledyne Lecroy WavePulser 40iX软件进行仿真。
与NEXT电压不同，ext电压的峰值随耦合长度的变化而变化。当它的振幅增长到相当于侵略者上升时间的50%时达到峰值道明如图6所示。在本例中，耦合长度分别为:2、4、6、8和10英寸。
当波沿传输线传播时，由于介质色散损耗，RT降低。以同样的方式，攻击波形将时域电压耦合到受害者上，时域电压也将噪声耦合回攻击波形，影响上升时间，如图所示。由于叠加，攻击者波形显示在每个道明是ext电压和原始传输波形的总和，会出现在道明没有耦合。
数字6．当耦合长度分别为2、4、6、8和10英寸时，微带ext电压相对TD增加。采用Teledyne Lecroy WavePulser 40iX软件进行仿真。
如果起床时间在道明为已知，则可通过[1]预测ext电压;
方程11
地点:
Vf= ext电压
VaFE=远端侵略电压
Kf= ext系数
厘米=单位长度的互电容
Lm=单位长度的互感
有限公司=每单位走线电容
罗=单位长度的痕量电感
RT=侵略者信号的上升时间道明在证券交易委员会
c=光速
Dkeff=绕线周围的有效介电常数
Len迹线长度
虽然电感和电容矩阵元素可以使用二维场求解器获得，但由于上升时间退化以及沿线阻抗变化引起反射，上升时间更难预测。但最糟糕的是，如图6所示，正向XTalk耦合影响攻击者的上升时间，使其几乎无法预测。
唯一实用的计算方法Kf是使用支持耦合传输线的电路模拟器对拓扑进行建模和仿真。电路模拟器应该内置一个集成的二维场求解器，以允许从横截面信息自动生成耦合传输线模型。
由于带状线中走线周围的介质比微带中更均匀，因此显著减少或消除ext的最佳方法是在带状线几何中布线走线。取决于Dk在堆芯和预浸料之间，总有可能产生少量的ext。缓解这种情况的最佳方法是选择具有相似值的核心和预浸料Dk在设计堆叠时。
引用:
- E. Bogatin，”简化信号完整性”,2nd版，Prentice Hall PTR, 2010
- B.年轻。”数字信号完整性，《上鞍河》，新泽西州:普伦蒂斯出版社，2001
- e·o·汉默斯塔德，"微带电路设计方程，“1975第五届欧洲微波会议，1975,pp. 268-272, doi: 10.1109/EUMA.1975.332206。”
- E. Bogatin, B. Simonovich，使用保护走线和优化的短路过孔显著降低噪音， DesignCon 2013, Santa Clara, CA, USA
