高速数字通信序列化器/反序列化器(SerDes)系统通常在信道模拟器中建模，以评估发射(Tx)和接收(Rx)电路和连接它们的差分通道之间的权衡。该通道可以由许多部分组成，包括背板、印刷电路板、电缆等。由于其发展的成熟，s参数已成为工程师描述SerDes系统信道频率行为的事实上的标准。它们在实际硬件上测量或在频域模拟器中模拟。
本文讨论在SerDes系统信道模拟器中使用s参数文件表示信道时遇到的问题，以及如何克服这些问题。
信道模拟器中Serdes系统的建模
根据IBIS开放论坛标准(目前是7.1版)，SerDes系统在带有SerDes通道和IBIS- ami模型的通道模拟器中表示。开云体育官网登录平台网址
图1显示了要使用通道模拟器模拟的典型SerDes系统框图。
图1。通道模拟器中的典型SerDes系统表示
这个框图对于任何通道模拟器都是通用的，但是每个工具都有特定的方式来表示这个框图。
该SerDes系统的组成部分包括:
TX IBIS-AMI:
该模型通常包含一个Tx均衡器，通常采用前馈均衡器(FFE)的形式，并将差分IBIS缓冲输出到通道。
IBIS缓冲区可以是一个4端口s参数文件。
Tx包(Tx Pkg)，通道，Rx包(Rx Pkg):
这些部分代表微分通道。
每个部分都用s参数文件表示。
RX IBIS-AMI:
该模型通常包含一个Rx连续时间均衡器(CTLE)、一个时钟和数据恢复单元(CDR)和决策反馈均衡器(DFE)，该均衡器具有来自通道的差分IBIS缓冲输入。
IBIS缓冲区可以是一个4端口s参数文件。
要记住的一个关键通道模拟器属性是，它考虑整个模拟内容(参见图1中的绿色区域;TX AMI部分和RX AMI部分之间的总通道)是线性时不变的(LTI)。这意味着如果Tx或Rx IBIS缓冲区包含任何非线性(如非线性VI表)，这些非线性将被线性化，而非线性将不会被直接使用。作为LTI系统，SerDes系统中的整个差分模拟部分可以精确地用其信号端脉冲响应表示。这一关键概念使信道模拟器能够实现快速模拟速度。
这些通道模拟器实现的相同的快速仿真速度使设计师能够探索包含各种模型参数和其他系统变量的大型解决方案空间。这使设计人员能够更好地理解他们的系统在不同条件下的表现。
用于描述信道的s参数的问题
所有通道模拟器都支持“统计模式”和“逐位”模式。只有当Tx和Rx IBIS-AMI模型是线性和时不变(LTI)时，统计模式才有用。然而，大多数SerDes系统都具有非线性、CDR、DFE或其他类型的时变组件。因此，大多数实际的SerDes系统不是LTI，而是非线性和/或时变(NLTV)。
s参数在时域模拟中使用时固有地存在问题，包括信道模拟器的逐位模式。
虽然在实际硬件上进行了测量，但s参数偏离了物理可实现性的约束，如无源性、互易性和因果性，或由于各种原因在测量s参数中包含噪声。因此，为了实现物理上可实现的传输特性，s参数必须进行修正。这些修正必须在s参数转换为时域的等效脉冲时实现。
所有SerDes系统信道模拟器都将频域s参数特性转换为时域脉冲特性。然而，有些人不如其他人成功。事实上，所有前六名的电子设计自动化(EDA)通道模拟工具都存在这方面的问题。正如许多人所观察到的，特别是Xilinx公司的Romi Mayder在2015年DesignCon会议上所报道的那样，行业中排名前六的EDA信道模拟器对s参数的脉冲建模和信道误码率(BER)性能[1]有很大的变化。虽然这篇论文已经过时了，但它仍然适用于今天——更多的观察已经在网上发布。
下面是在通道模拟器中使用s参数时的一些问题:
他们必须从0赫兹开始。
如果不是，则通过信道模拟器工具将s参数外推到0 Hz来克服这个限制。
它们必须是线性频率，从fstart扫到fstop，步进频率恒定，deltaf。
不能使用对数频率扫描。
两个频率点之间的频率值将由工具插值。
如果使用对数扫描，那么在高频率时相位插值将是错误的。
它们必须有一个阶跃频率deltaf，小到足以捕捉s参数的变化(不包括噪声)。
设置deltaf成为用户基于他们对什么变化是有意义的观点的判断调用。
它们必须有足够高的最大频率。
已经证明，为了充分预测接收机的响应，s参数的最大频率(fstop)必须至少是接收机20-80上升时间的倒数的60%。
示例:给定符号速率6.25 Gbps (1 UI = 160 nsec)和20-80上升时间是UI (48 nsec)的30%，那么fstop应该至少是0.6 * 1/48e-9 = 12.5 GHz。如果上升时间更快，那么fstop应该更大。
对于本例，如果s参数被捕获到12.5 GHz，但现在用于12.5 Gbps的符号速率会怎样?
克服低fstop频率值将在下一节中讨论。
如前所述，总通道包括s参数频域数据，必须转换为等效的单端脉冲响应，该响应表示从Tx IBIS差分输出到Rx IBIS差分输入的总通道。
从时域卷积分析的带限s参数中产生因果和被动脉冲响应不是一项简单的任务。
有些信道模拟器会产生包含大量高频混叠的脉冲响应。这种失真会导致SerDes系统仿真结果的误导性。
克服全信道脉冲响应中的高频混叠将在接下来的部分中讨论。
克服有限的s参数带宽
考虑这个例子:s参数被捕获到12.5 GHz，但现在用于12.5 Gbps的符号速率。
使用前一节的标准:给定一个12.5 Gbps = 80 nsec的UI和20-80上升时间是一个UI (24 nsec)的30%，那么s参数fstop应该至少是0.6 * 1/24e-9 = 25 GHz。如果上升时间更快，那么fstop应该更大。
理想情况下，s参数应该被重捕获到25 GHz。在此之前，最好使用s参数带宽限制在12.5 GHz。
幸运的是，有一个网站提供了一个基于云的免费工具的解决方案。请参阅由SerDesDesign.com；使用需要免费注册。
为了便于讨论，S4P文件命名为Channel_25Gbps_12p5GHz。s4p，具有高频率12.5 GHz，并具有差分输入引脚，1 (P侧)，3 (N侧)，和输出引脚，2 (P侧)，4 (N侧)。
用于转换S4P文件的web页面设置如图2所示。
图2。用于转换S4P文件的Web页面设置
观察S4P文件Channel_25Gbps_12p5GHz。上传S4p，定义为有四个端口，并进行输入和输出引脚分配。观察SymbolRate=50e9和SamplesPerSymbol=1。SampleRate = SymbolRate*SamplesPerSymbol，因此最大输出频率将是SampleRate/2 = 25 GHz。
设置完成后，选择运行“select以生成因果s参数”。转换后的S4P文件可以通过选择下载‘因果s参数文件’来下载。要比较转换后的S4P文件与原始S4P文件，请选择Run ' compare因果S-Parameters To S-Parameters from SParamFile '。S21和S23频域响应的对比如图3所示，红色为原始S4P，蓝色为转换后的S4P。
图3。S21(左)和S23(右)的因果s参数
观察到从0 Hz到12.5 GHz，转换后的S4P与原始S4P相同。超出12.5 GHz到25 GHz，转换后的S4P响应可以顺利外推。结果转换的S4P应用了所有修正，其时域响应是因果的。
当然，外推数据只是对实际硬件响应的近似。只有将硬件测量到25ghz才能得到实际的硬件特性。在等待重新测量的S4P数据时，这种方法可以使SerDes系统的研究继续进行。
克服s参数对脉冲响应的失真
无论何时在信道模拟器中使用s参数，了解其特性是明智的。具体地说，由包含s参数数据的总信道模拟器转换而产生的单端脉冲。如果脉冲响应有不需要的高频混叠，则需要克服这些失真。
如前所述，从时域卷积分析的带限s参数中产生因果和被动脉冲响应并非易事。有些信道模拟器会产生包含大量高频混叠的脉冲响应。这种失真会导致SerDes系统仿真结果的误导性。
为了讨论的目的，以下假设NRZ 25 Gbps的符号速率和总通道使用一个S4P文件，差分输入引脚1 (P侧)，3 (N侧)，输出引脚2 (P侧)，4 (N侧)，以及直通Tx IBIS- ami和Rx IBIS- ami模型，该模型具有C_comp = 150 fF电容的IBIS缓冲区。
图4显示了Sij的S4P数据传输幅度，i < j, S4P数据最高频率为40 GHz。
图4。测试通道S4P传输特性Sij, i < j
观察到在Nyquist (12.5 GHz)下，S21和S43的特性损失约25 dB。还观察了约22 GHz时的吸出响应。
信道模拟器的目标是将这一总信道特性转化为等效的单端脉冲响应。为此，差分输入和输出端口终端在Tx/Rx IBIS缓冲区中定义。
设hdd21表示由SerDes系统总通道导出的时域单端脉冲响应。在这个时域推导中，任何频域到时域的变换都不仅仅是一个简单的FFT逆运算。
作为第一个例子，SerDesDesign.com使用免费的基于云的信道模拟器。频域到时域的转换本质上不会导致任何高频混叠。
当这个带有S4P通道的SerDes系统在SerDesDesign.com通道模拟器中使用时，产生的脉冲响应如图5所示。
图5。测试通道SerDesDesign.com时间(左)和频率(右)域脉冲响应
观察这个通道时域脉冲是干净和平滑的，没有振铃。频域图显示，在s参数40 GHz的高频率以外，外推平滑。在频域视图中，观察到hdd21响应(蓝色)与sdd21响应(红色)匹配到40 GHz，随着频率接近40 GHz, s参数固有的噪声降低。
作为第二个例子，当这个带有S4P通道的SerDes系统在Keysight自动借记系统(ADS)通道模拟器中使用时，产生的脉冲响应如图6所示(时域，左;频域,对吧)。
图6。测试信道ADS时间域(左)和频率域(右)的脉冲响应
在此ADS测试中，ADS通道模拟器将Tx和Rx IBIS-AMI模型AMI_Init()函数的输入和输出脉冲响应导出到其数据集。使用的脉冲响应是ADS在Rx IBIS-AMI模型AMI_Init()输出时导出的脉冲响应。仿真时间步长由信道模拟器设置为1/SymbolRate/SamplesPerSymbol = 1/SampleRate = 1.25e-12秒。使用ADS数据显示方程fs()函数将脉冲响应从其频域响应转换为400 GHz。这个频域上频400ghz由信道模拟器设置为采样速率的一半。每个使用25 Gbps SymbolRate和32 SamplesPerBit的信道模拟器都将具有此采样率、时间步长和频域上频。
观察这个ADS通道时域脉冲有很多振铃。这种高频混叠在频域中观察得更好。观察S4P上频40 GHz以外的高频混叠，混叠峰在80 GHz、160 GHz及以上。ADS脉冲转换过程在s参数最大频率(在本例中为40 GHz)的频域特性上是精确的，但在s参数最大频率之外也会产生高频混叠。
理想情况下，基于s参数的通道不会导致脉冲响应中的高频混叠。在上面的ADS例子中，高频混叠可能是不需要的。在这种情况下，怎样才能消除混叠呢?
一种方法是启用ADS ChannelSim抗混叠过滤器。开云体育官网登录平台网址在ChannelSim > volution > Advanced…选项卡中设置“Anti-aliasin开云体育官网登录平台网址g window size in time point”。将Fc设置为滤波器主瓣所需的半宽;在本例中设置为40 GHz。设置M = 2*SamplesPerSymbol*SymbolRate/Fc = 40。结果ADS脉冲响应时间和频域响应见图7。
图7。测试ADS抗混叠信道时间(左)和频率(右)域脉冲响应
观察这个ADS通道时域脉冲没有更多的振铃。频域响应显示高频混叠显著衰减。不幸的是，这是以Nyquist (12.5 GHz)的额外滚转为代价的;本例中为3 dB。此外，图4所示的22 GHz下原始s参数数据频域吸出失真，不可见。
另一种方法是将s参数数据转换为“因果s参数”，如前所述，使用免费的基于云的工具SerDesDesign.com．
在本例中，参考图2，上传SParamFile，将SymbolRate设置为所需的采样速率(在本例中为25 Gbps)和SamplesPerSymbol(在本例中为32 Gbps)，并按照上一节所述运行该工具。
然后可以下载转换后的S4P文件并在ADS中使用该文件。生成的ADS通道脉冲响应不会有任何高频混叠，将显示为上面图5所示的SerDesDesign.com响应。ADS信道模拟器的合成脉冲响应如图8所示。
图8。测试ADS抗混叠信道时间(左)和频率(右)域脉冲响应
观察这个ADS通道时域脉冲没有更多的振铃。此外，在频域响应中没有更多的高频混叠，对原始数据没有额外的损失到40 GHz。即使原始的s参数数据频域吸收在22 GHz被保留。
结论
由于其发展的成熟，s参数已经成为工程师描述SerDes系统信道频率行为的事实上的标准。然而，即使是市场上最流行的信道模拟器在将s参数转换为等效的时域脉冲表示时也有局限性。
本文回顾了s参数的各种问题。当s参数的带宽限制为较高的频率，而该频率低于所需的上升时间分辨率时，或者当转换到脉冲响应时导致脉冲响应中不需要的高频混叠时，该方法解决了用于克服特定问题的解决方案。
作为本文中讨论的s参数问题的一部分，参考了免费的基于web/云的工具，包括通道模拟器和s参数校正工具。通道模拟器包括收费的功能，包括行为建模SerDes Tx/Rx设计，以及将Tx/Rx设计转换为IBIS-AMI模型需要付费的功能。
通过在通道模拟器中使用s参数，并密切关注s参数的质量，可以对所导出的SerDes设计眼图和其他分析方法有信心。
