电路板上的大球数、细间距BGA部件驱动从BGA网格逃逸到该电路板更粗的路由场所需的信号层数。在BGA逸出区域使用超细线痕迹将大大减少大针数BGA的层数。然而，在路由领域使用相同的超细线宽走线通常与实现目标阻抗或损耗规格的要求不一致。
此BGA转义扇出显示在图1．
图1所示。BGA转义，BGA右上角，显示BGA球和转义路由。
在满足路由领域的目标阻抗和损耗规范的同时，减少板中所需层数的常用方法是在BGA下使用更窄的走线，在路由领域使用更宽的走线。这样，更窄的走线可以使用更少的信号层将焊接球扇形分散到更粗的路由场，从而产生更低的成本板。
随着最近的引进Averatek半加性工艺(A-SAP)工艺，线宽低于1 mil可以使用与传统4 mil宽线相同的制造加工线。图2显示了这些超细痕迹的一个示例
图2一个大约0.5米宽和高的Averatek铜线的例子，显示了超细线的能力。
这使得在BGA转义区域使用比长路径路由区域更窄的路径成为可能。
然而，使用这种路由架构意味着BGA逸出场中较窄的走线比路由区域中较宽的50欧姆走线具有更高的阻抗。这将导致高速线路上的反射噪声和可能的信号退化。
如果阻抗差不是太大，或者较窄、较高的阻抗迹线不是太长，这种方法可能是可以接受的。问题是:什么样的阻抗差太大，什么样的阻抗差太长?与较宽的均匀传输线区域相比，较窄区域阻抗不连续的设计空间是什么?
本文介绍了一种分析方法来探索设计空间并回答这些问题，而无需对系统参数的每个可能组合进行完整的系统通道分析。这种方法并不意味着最终的设计结束，而是为如何设计混合阻抗系统提供方向和见解，以减少在系统级信道模拟中可以探索的条件范围。
虽然这种分析是对单端阻抗进行的，但同样的过程可以应用于差分对。对于50欧姆的单端和100欧姆的微分走线，结论将非常相似。
问题的设置
设计问题实际上是关于窄线可以连接到宽50欧姆线多长，同时具有可接受的反射噪声?这个几何图形如图3所示。
图3。两个区域的几何。爆发区是较窄的轨迹，而均匀区假设是较宽的轨迹。
很难概括这个问题的答案:在阻抗失配成为一个问题之前，在一些更高阻抗馈送50欧姆的迹线上，迹线可以存在多长时间?
从不同阻抗区域产生的瞬态反射噪声取决于发射机的上升时间、其输出阻抗、整个互连的长度、每个阻抗区域的长度、接收机的输入电容以及电路的终止策略。考虑到这些影响接收机信号质量的额外外部因素，仅从互连来概括这些限制是困难的。(IEEE 802.3规范附录93A中也描述了这一点，该规范定义了信道反射噪声的优点值。)
这里提出的新分析方法是一种简单的方法，在这种情况下，有时可以回答现在!总比迟到的好答复要好。
作为分析仅由互连所施加的限制的起点，我们仅使用信道的返回损耗作为互连的可接受质量的度量。
对于任何无损互连，进入互连的总功率必须等于通过并反射回源的功率。随着反射的增加，传输的能量就会减少。对于无损互连，传输信号(如S21所述)与反射信号(如S11所述)之间的连接简单地为:
当插入和返回损失以dB表示时，这个简单的关系可以很好地说明在插入损失减少少量之前，返回损失是可以接受的。
图4使用上述公式绘制了S21 (dB)和S11 (dB)之间的关系。这表明，当返回损耗非常小时，比如-40 dB甚至-20 dB，在这个尺度上，对插入损耗S21的影响是难以察觉的。
图4。无损耗互连的插入损耗和返回损耗之间的关系。
事实上，要对0.5 dB的插入损耗产生影响，需要高达-10 dB的返回损耗。这可以用来衡量多少反射信号是过多的。如果反射小于-10 dB，对插入损耗的影响，即RX处的信号，几乎不受影响，只有-0.5 dB的下降。这就是经验法则的起源，许多连接器都设计为小于-13 dB的返回损耗。
选择返回损失的极限值为-10 dB，假设噪声预算的最大贡献者只是窄的BGA爆发区域迹和宽的路由迹之间的阻抗不匹配。这个标准是为了在设计空间中获得一些洞察力而进行的战略简化。在接近这个极限时，应在设计签字前进行更详细的分析。
这是一种通用的方法，可以选择收益损失的任何值作为限制值。-10 dB值是起始位置。
探索设计空间
这个问题可以用一个简单的参数化几何图来分析，这个几何图是一个较窄的迹线，然后是一个宽的50欧姆迹线。为了进行分析，使用了微带几何结构，假设在BGA衬垫下的板的顶层布线。
该电路在Keysight的ADS中使用图5所示的模型进行了模拟。
图5。仿真建立了这种双传输线结构。
两条传输线路由在同一层。在介质厚度为2.5 mils, Dk值为4的情况下，第二条线的宽度被调整为4.6 mils(50欧姆)。它的长度固定在6英寸。在第一轮中，假定所有互连都是无损的。将最坏的情况与有损耗的模拟进行比较，可以看出在损失和返回损失方面几乎没有差别。
在这种情况下，模拟可以只用单个较窄的传输线段进行，并且可以模拟相同的回波损耗，因为它被50欧姆的环境包围。
通过改变较窄的输电线路的宽度和长度，探讨其对回波损失的影响。
按照惯例，规则# 9在运行模拟之前遵循[1]。我们期望在低频时回波损失会非常小，就像所有足够短的不连续的情况一样。随着频率的增加，我们将看到反射增加，然后由于来自不连续区域前后的多次反射的干扰而变成波纹。
如果阻抗差足够大，就会有某个频率使回波损耗增加到-10 dB以上。这个频率是衡量互连的有用带宽的指标。
间断时间越长，波纹之间的频率越小，回波损失在-10 dB以上之前频率越低。窄迹线和50欧姆之间的阻抗差越大，在回波损失超过-10 dB之前，反射越多，频率越低。
模拟的价值是当其回波损耗超过-10 dB时，为线宽提供数值约束。
作为示例，图6显示了窄区域0.1英寸和0.5英寸长两种不同线长的模拟回波损耗，最高可达20 GHz。由于它们具有相同的阻抗差值，因此它们的峰值回波损失是相同的，但是由于它们的长度，波纹之间的频率间隔是不同的。
图6S11，窄区域有两个长度:0.1英寸和0.5英寸，模拟高达20 GHz。
从这条曲线中，我们可以提取出回波损耗超过-10 dB的频率。我们称之为- 10db带宽的互连。对于此线宽和长度，这是与窄区域和50欧姆区域互连的最高有用频率。
探索设计空间实例
一旦确定了层压板的介电厚度和Dk，就确定了50欧姆区域的宽度。然后可以改变窄区域的线宽和长度，并计算出-10 dB带宽。
电路板堆叠和50欧姆迹线的具体设计将因板而异。在任何模拟中，我们都必须从一些特定的、已定义的条件开始。参数化模型的价值在于它可以针对任何特定的条件进行调整。
对于这个初始模拟，作为起点，我们使用以下条件:
- 介电常数= 4.0
- 介质厚度= 2.5密耳
- 耗散因子= 0
- 铜迹厚度=½盎司= 17微米
- 50欧姆区域的线宽= 4.6密耳
图7显示了一个1mil宽窄区域的模拟回波损失示例，其长度以0.1英寸的步长从0.1英寸扫到0.5英寸。-10 dB限制被标识出来。
图7。1 mil宽窄区域的模拟回波损耗和- 10db带宽，长度从0.1英寸到0.5英寸不等。
给定固定的堆叠，窄迹只有两个特征会对-10 dB带宽产生影响:它的长度和宽度。越短，- 10db带宽越高。宽度越宽，越接近50欧姆，-10 dB带宽越高。
我们在图8中总结了1 mil, 2, mil和3 mil三种不同线宽和0.1英寸到0.5英寸五种不同长度的-10 dB带宽。
图8。在50欧姆环境中不同窄域条件下模拟的-10 dB带宽，绘制到最大-10 dB。
这就是说，考虑到顶部层压板层的条件，在微带中，2 mil宽0.5英寸长的窄区域的- 10db带宽约为2.3 GHz。
正如预期的那样，较长的窄区域具有较低的-10 dB带宽，阻抗接近50欧姆的窄区域具有较高的-10 dB带宽。
如果信号带宽为2.3 GHz，对应的上升时间约为0.35/2.3 GHz = 150 psec，则嵌入在50欧姆互连中的0.5英寸长的狭窄区域仍然可以工作。但是，如果狭窄区域长于0.5英寸，则可能存在反射噪声问题，应进行详细的模拟。
当一个狭窄的区域可能是透明的
当狭窄区域具有不同于50欧姆的阻抗时，系统中会有反射。反射的峰值大小和最坏情况下的回波损失S11只取决于阻抗差。如果阻抗差足够小，回波损失永远不会超过-10 dB。这将使狭窄的互连段有效透明，任何长度。
当窄区阻抗Z相对于50欧姆的变化时，峰值回波损失可以用解析方法很简单地计算为
因子2的存在是因为在峰值返回损失时，有一个来自狭窄区域的前面和后面的反射，在端口1加在一起。
将这个简单模型与图9中不同宽度窄区情况下的模拟峰值收益损失进行比较。接近的匹配增加了分析和模拟设置的信心。
图9在4.6 mil宽50欧姆迹线的情况下，作为较窄的领口向下的线宽的最大返回损耗图进行扫频。三个点是解析模型预测．
这就是说，如果狭窄区域的阻抗失配大于2.4密耳，虽然它是阻抗不连续，但它仍然可能是透明的，因为由此产生的最坏情况反射小于-10 dB。
该分析适用于一个窄区域的情况下，50欧姆痕迹在4.6密耳宽。如果窄区宽度大于2.4 mil，则窄区可以是任意长度，且回波损失不超过-10 dB。如图10所示。
图10从0.1英寸到3英寸长，2.4密耳宽的窄区域的回波损耗图显示，无论它有多长，回波损耗总是小于-10 dB。
损失的影响
之前的分析是基于对窄区域和50欧姆区域使用无损模型。由于两个区域的衰减，这些损耗将对插入损耗产生影响。
如果50欧姆区域明显长于窄区，则其损耗可能主导插入损耗。这些损失是重要的，需要包括在渠道分析中。
但是，它们不会对回波损失产生太大影响，回波损失主要是反射噪声，而不是损耗。
为了验证这一点，我们模拟了最坏的情况。50欧姆区域宽4.6密耳，长6英寸。狭窄的区域宽1毫米，长0.5英寸。将无损情况与有损耗情况进行比较，使用Df = 0.02类似于FR4，导体损耗开启。图11显示了这两种情况。
图11。比较了最坏情况下的无损和有损耗模拟。在这种最坏的情况下，当插入损耗受到损耗的影响时，返回损耗不受影响。
在无损耗和有损耗情况下，返回损耗几乎没有区别。这个例子表明，无损模型是一个合理的起点，以探讨反射噪声的影响从狭窄区域。
结论
在均匀的50欧姆迹线互连中，来自狭窄区域的信号质量的影响将来自反射。我们提出了一个简单的方法来探索可接受的设计空间的狭窄区域互连。
如果这条较窄的轨迹长度足够短，则其反射的影响可以保持在可接受的水平。用一个简单的模拟就能估计出多短才够短，用回报损失作为简单的价值指标。
在BGA爆发区域，可以在路由中使用窄至迹线宽度一半的迹线，并且仍然可以获得可接受的高带宽返回损失。这种情况可以减少板的总层数。当需要更窄的走线以减少高层计数板中的层数时，此指标是一个有用的考虑起点。
参考文献
在没有事先预测预期结果之前，绝不要进行测量或模拟。”Bogatin的工程师20条规则”信号完整性日志2020年1月。
进一步的阅读
Bogatin,埃里克。”回报损失:两个世界的碰撞”,信号完整性日志2020年4月。
Bogatin,埃里克。”如何不被s参数所迷惑”,信号完整性日志2020年4月。
