最近，当我在帮助一个客户解决他们汽车产品的EMI问题时，我从一家知名制造商那里买了一个现成的滤波器。这是一种权宜之计，是作为概念验证来实现的。在证明过滤器是有效的之后，接下来的工作就是设计我们自己的过滤器，这样我们就可以以合理的尺寸和成本将过滤器安装在产品中。自然，问题来了，我们自己的过滤器与现成的过滤器相比效果如何?
图1用于故障排除阶段的现成的Schaffner滤波器
快速仿真可以在设计定制滤波器解决方案时给设计工程师一个很好的置信度。然而，仿真模型需要足够精确，以使结果不会过度预测或不足预测滤波器性能(通常表现为插入损失)。不幸的是，当涉及到EMC时，由于寄生参数的普遍存在以及与频率相关的非线性，仿真建模往往需要很长时间来开发，并且可能无法预测与实验一致的结果。
在这种情况下，我们有来自制造商的数据表，提供了合理的结果。然而，我们可以使用这个滤波器作为基准，并可以实现与实验结果一致的模拟。一旦仿真模型被证明足够准确，我们就可以快速设计我们自己的滤波器，并通过我们选择的实现设计获得良好的置信度。本文总结了我们逐步构建足够精确的滤波器模拟的方法。
理解CISPR 17中的过滤器性能测量
根据[1]，CISPR 17定义了过滤器的测量设置。可以理解，CISPR 17提供了一个测量阻抗，提供了一个最佳的滤波器性能预测(在现实中，无论是源的阻抗还是负载的阻抗都不是50Ω)。因此，制造商有时会以四种代表性拓扑提供插入损耗结果，如图2所示。
图2数据表中显示的插入损耗，测试了四种设置，模式为A-D
在SPICE仿真工具中简化仿真模型
基于spice的仿真工具提供了一种快速、经济的滤波器性能分析方法。在我们的特定情况下，过滤器是使用SIMetrix建模的(可以使用其他仿真工具(如LTSPICE)轻松构建模型)。从制造商的数据表中，我们知道现成的过滤器是如图3所示的多级过滤器。
图3现有滤波器的电气原理图
建立简化的仿真模型，如图4所示。对称(差模)性能可以用交流分析来分析。也就是说，resource和Rload有三种阻抗组合:50Ω/50Ω(模式A)， 0.1Ω/100Ω(模式C) and100Ω/0.1Ω(模式D)。图5演示了不对称(共模式)50Ω/50Ω(模式B)模拟。
对于模式A和b, AC分析扫描在10 kHz和30 MHz之间。对于模式C和D, AC分析扫描在10 kHz和1 MHz之间，与数据表相同。这是因为当频率超过1 MHz时，不对称模式(共模)开始占主导地位。
图4对称(差模)分析的简化滤波器模型
图5非对称(共模)分析的简化滤波器模型
共模扼流圈(CMC)是通过定义两个电感之间的耦合因子来模拟的。首先，将耦合的合理值设置为0.99。调整耦合系数时，CMC的漏感会发生变化。正如人们很快就会发现的那样，CMC的漏感与电容器Cx(模拟文件中的C1)共振，它决定了滤波器性能的一阶响应。
运行快速模拟并绘制dB相对电压[2]，得到如图6所示的结果。相比之下，数据表中的测试结果显示在左侧。可以看到，在200 kHz以下，模拟结果与测量结果非常接近。然而，随着频率的增加，实际滤波器中的寄生分量开始起作用。因此，图5中简化的滤波器模型根本无法预测200 kHz以上的滤波器性能。
图6仿真结果与数据表中实验结果的对比
如果你看看对比结果如图6所示，可以看到4条曲线，A、B、C、D代表4种不同的试验条件，见文中图2。所以这个模拟模拟了四种情况，A C和D模拟差分模态(如图4模型)，B模拟共模态(如图5模型)．你可以找到更多相关信息在这里．
添加寄生参数
然后将电容和电感的寄生参数(特别是cmc)添加到简化的仿真模型中。多轮调优得到最终的仿真模型(图7)。每个无源组件的寄生参数按照以下步骤进行估计和调优:
- 对初始参数进行估计。有经验的工程师知道，在高频时，电容器的等效串联电感(ESL)开始生效(与电感的绕组间电容相关)。根据电容器类型和与PCB的连接，可以估计ESL和等效串联电阻(ESR)值。
- 电容器和电感的阻尼是重要的;阻尼电阻是必要的，以尽量减少谐振引起的超调。
- 一旦插入损耗剖面形成，就可以调整电感和电容值以匹配谐振。
图7现在在过滤器模型中引入了寄生参数
在任何情况下，仿真模型都很难建立，因为人们不知道在现有滤波器中使用的无源组件的行为。此外，我们也不知道这些组件在现有滤波器内部是如何连接的。当然，人们可以采取额外的步骤，拆卸滤波器并找到每个无源组件的细节。但是为了快速工作，寄生参数通常可以根据被动元件的基本知识和经验来估计。当我们设计自己的滤波器时，我们经常可以找到寄生参数的详细信息。这些信息通常以共振频率(fres)的形式呈现，然后我们可以用这些信息更准确地对滤波器建模。
应该注意的是，电容器的ESL经常被设计工程师忽略，而无源元件的连接经常被忽略。连接通常比电容器[3]的内部ESL引入更多的电感。在图7所示的仿真模型中，ESL包含了连接的电感。
470nF X型薄膜电容器通常具有约20 mΩ ESR，谐振频率介于1和10 MHz[4]之间。估计ESL为20 nH通常适用于这种类型的电容器;另外还考虑了由连接引入的30 nH电感。(故集总电感值为50nh)通常，电容器需要阻尼以避免振荡(由LC罐与滤波器中的感应元件谐振引起)。阻尼电阻通常不在简化的原理图中显示。在这种情况下，一个500 mΩ阻尼电阻与电容器串联(在模拟中显示为Rdamps)。阻尼电阻的影响可以在图8中看到。
图8阻尼电阻对电容的影响
两种cmc的耦合系数均调整为0.999，以获得非常强的共模耦合。这导致第一级CMC的漏感约为20-30 μH。注意，漏感取决于CMC的缠绕方式(截面或双线)，匝数，等等[5]。
在这种情况下，漏电感对差模滤波性能非常重要，特别是在几MHz的频率范围内。与电容C1一起，它还决定了滤波器传递函数的极点。扼流圈的另一个重要寄生参数是绕组间电容，它取决于匝数和每个绕组之间的距离。cmc的值被调为30pF和5pF以匹配谐振点。
值得注意的是，在这种情况下，绕组间电容值似乎非常低，因为我们预计12.8 mH CMC的容量为100 pF。这是由于我们使用的CMC模型过于简单。在实际工作中，共模和漏感随频率和电流的增大而减小。因此，相同谐振频率的插入损耗(测量)意味着绕组间电容量比简单仿真模型大得多。
虽然50Ω/50Ω滤波器设置模拟的配置文件与数据表测量值匹配得很好，但在1到10 MHz的频率范围内，仿真模型的预测值超过了10 dB(见图9)。目前尚不清楚造成差异的原因，但我们假设这是由于CMC漏电感的频率依赖性。高频涡流和相邻层间的接近效应均可降低漏感。事实上，这种下降可能是显著的，因为它在[6]中被发现，其中变压器的漏感在100 kHz和1 MHz之间从200 nH下降到140 nH。
最终模拟结果
图7中的仿真模型给出了如图9所示的滤波器性能结果。同样，数据表结果显示为一个比较。现在，模拟结果与测试结果更准确地匹配。
图9最终仿真结果与数据表结果对比
应用和改进的领域
一旦仿真模型得到验证，例如上面演示的案例，我们就获得了仿真模型和我们所采用的方法的良好置信度。然后，我们可以在类似的仿真模型中评估我们自己设计的滤波器。这种方法最好的部分是设计人员避免使用复杂的数学方程，并考虑了寄生参数。这对于高频(200khz - 30mhz)分析特别有用。
对于这个快速仿真模型，还有一些需要改进的地方。例如，正如人们所看到的，在D模式过滤结果中没有下降(与测试结果中的D模式相比)。这很可能与共模扼流圈中的耦合有关。模拟滤波器性能的过度预测和较小的绕组间电容值表明应使用频率相关的电感/共模扼流圈模型。基于该模型的另一个改进是包括电感的饱和，因为磁性部分的饱和通常是滤波器不能正常工作的主要原因之一。
参考书目
[1] |
夏弗纳。”CISPR 17测量50Ω / 50Ω与0.1Ω / 100Ω”(在线)。 |
[２] |
张先生，”插入损耗和滤波器性能马赫一号设计，2021年。(在线)。 |
[3] |
T. Hobbing, 2017-2020 EMC每周问题。 |
[4] |
TDK,”薄膜电容器一般技术资料”(在线)。 |
［5］ |
W. Electronik，《磁学三部曲》第五加长修订版，2019年。 |
[6] |
欧阳子伟，张军，William Gerard Hurley，“高频变压器漏感计算”，IEEE电力电子汇刊，第30卷，没有。10, pp. 5769-5775, 2015。 |
