对于信号轨迹，通孔是PCB或封装基板中的一种结构，它允许信号以垂直方式从一层传输到另一层。用于差分信号的典型通径结构如图1所示。该结构由两个信号通孔和两个回程通孔组成，按以下顺序连接:回程通孔-信号P -信号N -回程通孔-其中回程通孔通常连接到GND平面。
我们用G-S-S-G来标记这个结构。然而，这种普通的通径结构能传输任何数据速率吗?或者它是有限制的，有固定的带宽吗?如果是这样，是什么限制了它的带宽?当信号的带宽大于G-S-S-G结构的带宽时，我们能做什么?
图1:G-S-S-G通过结构:(a)所有平面堆叠(b)只显示外部平面(c) 16层堆叠
图1中描述的信号通孔以16层堆叠结构从第1层(上)传递到第16层(下):见图1(c)。输入和输出迹线的微分阻抗为90欧姆，迹线的长度为50 mil。通径结构的尺寸(钻头、反垫尺寸和形状)设计为通径阻抗约为90欧姆，通径间距为40 mil。S参数的差动端口阻抗也是90欧姆。
我们将在两种不同的情况下检查图1中描述的通径:(1)具有高损耗材料的PCB，具有铜表面粗糙度Rz = 0.4Mil (10 μm)和耗散系数Df = 0.025(2)具有低损耗的PCB材料Rz = 0.08Mil (2 μm)和Df = 0.002．首先，我们将写出功率为的输入端口1的微分信号的功率平衡方程| VD1|2/ 2 zD：
在哪里VD1，ZD而且ZC分别为微分信号幅值、微分阻抗和公共阻抗。| SDD11 |2而且| SDD21 |2分别是反射回端口1或传输到端口2的功率百分比。| SCD11 |2而且| SCD21 |2分别为转换为公共信号并反射回端口1或传输到端口2的功率百分比。n损失是损耗所耗散的功率的百分比。由于模拟中P线和N线的高度对称性，模式转换(SCD)非常低，因此我们将(1)作为近似:
系统的总损耗包括:(1)导体损耗(包括表面粗糙度)(2)介质损耗(3)进入腔体的辐射损耗。根据麦克斯韦方程，当信号通过通道时，电流通过通道时，通道会发出电磁波，电磁波会在通道所经过的层的平面之间径向传播。我们将总损失的分量写成式(4):
在哪里nC，nD而且nrad分别描述由于进入腔体的导体损耗、介质损耗和辐射损耗造成的输入功率损耗的百分比。
现在的任务是隔离辐射损失nrad并研究通径结构G-S-S-G开始向PCB明显辐射的频率。为了做到这一点，我们将在一个无损材料模型中检查图1中描述的通孔结构。为此，我们将所有金属从铜改为完美的电导体(PEC)，并消除表面粗糙度，以消除导体损耗(nC= 0)．然后,我们组Df = 0为了使介电损耗归零(nD= 0)．然后，我们将仿真模型的边界定义为吸收边界类型。
在这种情况下，通孔辐射到PCB并到达模型边界的电磁场将被模型边界吸收，而不会反射到PCB中传播。在这种情况下，我们将由(4)得到在具有无损材料的模型中n损失＝nrad和(3)就变成:
这意味着，从(5)在无损耗材料模型中，可以计算给定S参数的辐射损失。的计算n损失由模拟的S参数在高损耗材料模型和低损耗材料模型的结果，和nrad如图2所示。
数字2：n损失:红色-高损耗材料，绿色-低损耗材料(用(3)计算)
紫色:nrad-无损材料(用(5)计算)
在图2中，紫色线描述了无损耗材料模型中辐射损耗随频率的变化。可以看出，在30 GHz的频率下，G-S-S-G通径结构中的辐射损耗非常低(<5%)。
在30 GHz以上，辐射损耗开始大幅增加。通孔进入腔内的辐射会导致一些非常重要的信号和功率完整性(SIPI)问题:(1)信号的差分插入损耗显著增加，所有的结果(2)信号之间的串扰增加(3)ISI增加，因为在真正的PCB中，辐射从PCB边界反射(4)增加的地面和电源噪声(5)从连接到这些电源的组件传输的信号抖动增加。
由于通孔的辐射对SIPI有广泛而显著的影响，我们不希望在其辐射高的频率下使用通孔。为此，我们将定义辐射截止频率f得力助手rc通孔结构的“通孔辐射损失开始显著增加的频率”。
在图2中，在G-S-S-G通径结构的例子中，我们看到f得力助手rc约为30 GHz。例如，在50 GHz的频率下，由于通孔对PCB的辐射，超过一半(55%)的差分信号功率丢失。绿线描述了由于频率损耗而耗散的功率百分比，使用低损耗材料模型(如上所述)。
从图中我们无法知道损耗是如何在导体损耗、介质损耗和辐射损耗之间划分的，但是我们可以清楚地看到大多数损耗都是辐射损耗。这个结果是有道理的，因为模型中的道和通孔的长度很短，所以导体损耗很低，而且因为损耗因子很小，所以介电损耗很低，这意味着大部分损耗都是辐射损耗。
这里要说明的是，当我们将模型中的损失完全归零时，模型对可能产生的共振非常敏感，因为没有任何东西可以抑制这些共振。这将表现为非光滑的S参数结果，有尖峰和尖洼。因此，在实际中，即使我们在研究辐射损失时，也值得在模型中加入一些损失。
图2中的红线描述了当模型采用高损耗材料时，由于频率损耗而耗散的功率百分比。在这方面，人们也无法从图表中确切地知道每种损失所浪费的百分比。人们可以看到，在30 GHz的频率下，损耗以0.667 %/GHz的固定速率增加，如果从通孔没有启动显著的辐射，这个速率将保持不变。由于通孔从30 GHz开始显著辐射，损耗率大幅增加。
在展示了一种模拟和计算通孔结构辐射损失的方法以及这种辐射对SIPI的广泛而显著的影响之后，我们现在将检查影响通孔结构辐射的两个主要因素:(1)信号通孔之间的耦合(2)返回通孔的数量和位置。
为了检验信号通孔之间耦合的影响，我们将使用图1中的通孔结构，但这次没有返回通孔。我们检查了信号通孔(中心到中心)之间的五种不同距离:26,32,40,50,60mil(见图3)。为了实际目的，信号通孔之间的最小距离取决于外部衬垫的直径和它们之间的最小可能距离。32 mil (0.8 mm)和40 mil (1 mm)是BGA的典型节距尺寸。50 mil (1.25 mil)和60 mil (1.5 mm)是高速压合型连接器的典型节距尺寸。
数字3.:通孔结构具有不同的信号通孔间距:(a) 26 mil (b) 32 mil (c) 40 mil (d) 50 mil (e) 60 mil
请注意:为方便观看，只显示堆叠的外部平面
的计算nrad从图3(含无损材料)的五个通径结构的S参数模拟结果如图4所示。
数字4：nrad5种不同的信号通孔间距:26,32,40,50和60 mil
当微分信号通过信号通道时，通道里的电流向相反的方向流动，所以根据右手法则，一个通道会向顺时针放射状辐射，另一个则向逆时针放射状辐射。
当信号是纯微分时，两个通道中电流的大小是相同的，同样适用于每个通道所辐射的电磁场的大小。在这种状态下，通孔辐射的电磁场会对通孔产生一定程度的破坏性干扰。
因此，从图4中可以看出:(1)信号通孔之间的物理距离越大，破坏性干扰越差，辐射损失越大。(2)频率越大，通孔之间的电长越大，破坏性干扰越差，辐射损失也越大。
我们知道，纯粹的微分信号是不存在的，任何实用的“微分信号”也包含了一个公共信号的某一部分。当一个公共信号通过信号通道时，电流在通道中以相同的方向流动并且具有相同的振幅。在这种状态下，通孔辐射的电磁场具有建设性的干扰作用，辐射损失可能比纯微分信号的情况更大。因此，为了限制场在PCB中的传播，减少差分通孔的辐射损失，增加了返回通孔。
为了检查返回通孔数量对辐射损失的影响，我们使用图1中的通孔结构，信号通孔间距固定在40 mil。接下来我们检查四个具有不同数量返回通孔的结构:0、2、6和8，如图5所示。
图5:具有(a) 0 (b) 2 (c) 6和(d) 8回通孔的微分通孔结构
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的计算nrad从图5(含无损材料)的四通孔结构的S参数模拟结果如图6所示。
数字6：nrad有0、2、6和8个回程通孔的差动通孔结构
在信号通孔周围添加返回通孔是对结构的一种屏蔽，有助于减少进入PCB的辐射。需要注意的是，为了减少辐射损失，我们必须小心地将返回通孔放置在信号通孔周围，以形成有效的屏蔽。当然，如果我们希望在高频(较短波长)保持低辐射损失，我们将不得不增加更多的回程通孔，并保持它们之间的较小距离，不超过波长的1/10。
如果我们用辐射截止频率f的定义得力助手rc对于差分通孔结构，从图6中可以看出，在没有回程通孔的结构中，从3ghz开始，辐射损耗开始显著增加，因此这是该通孔结构的辐射截止频率。增加2和6个返回通孔能够保持低辐射损耗，并将结构的辐射截止频率分别提高到30 GHz和45 GHz。增加8个返回通孔已经能够保持低辐射损耗，频率至少达到50 GHz。
总之，差分通径结构的使用超出了其辐射截止频率f得力助手rc会导致明显的辐射进入腔体和许多SIPI问题。辐射损失将导致SDD21的减少，但这并不一定会发生在f得力助手rc因为SDD21还受到反射量、模式转换和其他损耗的影响。因此，不一定总能找到f得力助手rc直接从SDD21。
当然，最后，通径结构的整体几何形状将决定通径阻抗、返回损耗、插入损耗和进入腔体的辐射，但人们仍然可以在这里看到，尽管粗略地，返回通径的数量和差分通径的辐射截止频率之间的联系。我们知道，在微分通孔结构中，返回通孔的第一个作用是为实际微分信号中存在的常见信号的返回电流应用交流阻抗低的返回路径。我们现在还看到了它们的第二个作用，即减少差分信号通过通孔时进入腔内的辐射，并将由此产生的SIPI问题降至最低，从而允许在更高频率下使用差分通孔。
