在高速连接器设计领域，存在两种对立的观点。对某些人来说，如果你简单地把塑料片和金属片放在一起，最终你就有了信号传输。这个过程非常简单。另一方面，有一种观点认为，坚固的连接器设计需要对电磁理论有深刻的理解，这是只有魔法师和巫师才拥有的智慧。就像生活中几乎所有的事情一样，真相介于两者之间。在本文中，我将尝试揭开高速连接器设计的一些概念的神秘面纱。
反对意见及考虑
让我先声明:“不，事情没有那么简单。”如果是这样，公司就不会有专门的团队来进行连接器设计。仅在工程方面，这些团队由信号完整性(SI)工程师、机械工程师和制造工程师组成。如果SI工程师谈论阻抗、串扰和插入损失(有趣的东西)，机械工程师谈论法向力或配合周期(无聊的东西)，而制造工程师谈论工具或成型(更无聊)。我甚至没有考虑业务方面的问题，因为工程师通常不太关心成本:“谁在乎它是不是太贵了?这是一个美丽的设计!”正如您所看到的，高速连接器设计是一个多学科的努力，并不像将金属和塑料放在一起那么简单。
另一方面，一些SI工程师使连接器的电气部分设计听起来像巫术。当一些弯弯曲曲的线条出现问题时，我们这些si奇才可以让它们上升、下降、出现和消失!这可能需要一些经验和知识，但肯定不是魔法。在本文中，我将探讨在连接器设计的SI方面所做的工作。
高速连接器的电气侧设计
在处理高速设计时，有几个不同的参数必须解决。这些因素包括串扰、损耗、阻抗、共模、模式转换、耦合等等，永远不会就首先考虑什么以及什么比较相关等问题达成一致。最终，它归结为客户的需求。在这里，我将重点介绍我在设计高速连接器时花费了大部分时间的两个方面:差分阻抗(回波损耗)和谐振(插入损耗)。
因为高速连接器的设计不是微不足道的，我们可以理解为什么大多数公司都非常保护他们的设计。很难说服任何参与该市场的组织分享他们的知识产权，但我们可以收集一些有关知识产权的见解，并通过一个简单的董事会解决问题。例如，一个具有共面接地的差动微带，在顶部地面和底部地面层之间有一些地面拼接孔，是一个很好的测试工具，以说明这些设计原则。
阻抗
如果横截面沿传播方向不改变，则微分阻抗也不改变。然而，有时地平面在信号迹线下面被切断，使阻抗上升。或者拼接过孔太靠近信号走线，或者两个信号走线太靠近，使阻抗下降。图1说明了这些现象。
图1微分微带线的微分阻抗剖面。阻抗在有地平面切割的地方上升，在走线更宽(更近)的地方下降。
这就是我们在设计连接器时调整阻抗的方式:如果我们想要降低阻抗，我们就添加金属或将走线(或地面)靠得更近。如果我们想让它上升，我们移除金属，或者把痕迹或地面拉得更远。在这里展示的例子中，事情会很简单，因为我们会简单地尝试使横截面为常数。在真正的连接器设计中，事情会更加复杂。我们将调整差分阻抗，直到我们达到最平坦的可能的轮廓。最近，对如何计算阻抗以及单端模式和差分模式之间的差异进行了详细分析。1
共振
一旦阻抗处于最佳状态，我们就可以将注意力转向共振。它们将出现在插入损耗配置文件中，并且通常会携带到返回损耗和串扰中。有两种类型的谐振需要解决:一种是由信号路径中的存根引起的，另一种是由返回路径或地结构引起的。
第一个问题已经得到了业内几位专家的解释2、3板上有通存根。在连接器设计中，这种现象也会发生，并与两个配合引脚之间的擦除有关。尽管几何结构在机械上是不同的，但从电的角度来看是相同的:如果你允许信号在接触点和擦擦末端的短管或通孔之间传播，它将产生与该短管长度成比例的共振。图2说明了通过存根和连接器配合存根之间的平行关系。在理想的电气设计中，不允许在连接器中擦拭，因此不存在存根。但从机械上来说，这是不可能的，必须在电气性能和机械可靠性之间达成妥协。擦拭的时间越长，连接器的共振频率就越低。这是1 GHz连接器和40 GHz连接器之间的一个区别:40 GHz连接器不能承受长时间的擦拭，同样的，40 GHz性能的板必须包括回钻以清除通过存根。
图2通孔和连接器配合点的存根效应。
即使信号路径是完美的，仍然可能有共振。返回路径是这里游戏的名称。缝合孔之间的距离将决定平面到平面结构中共振发生的频率。这是在设计工作频率为1ghz的连接器和工作频率为40ghz的连接器时的另一个区别:连接器的工作频率越高，相关的返回路径结构就必须越短。
例如，如果连接器有接地引脚，它们将必须以这样一种方式进行缝合，以推动谐振超过所需的最小频率。我们再一次用微带的例子来说明这个概念。图3显示了这种现象。拼接孔越密，上下地平面腔的谐振频率越高。
图3插入损耗随通径空间的变化。
人们可能很容易相信现在一切都明朗了。请注意，在图3中，8mm通过间距示例的谐振频率以10ghz的倍数发生，但当您查看4mm通过间距示例时，在不同频率上也有不同的组合。
例如，在17 GHz和34 GHz就会出现一些问题。原因是拼接孔之间的距离可以沿着顶部接地条的方向测量(就像我们正在做的那样)，但也可以穿过顶部接地条。在某些情况下，后者可能是主要影响。或者两者的结合可能导致地平面-腔共振。
请记住，这是一个非常简单的微带跟踪。在实际的连接器设计中，事情并不是那么简单。确定问题在哪里的一种方法是观察共振频率下的场。我和我的同事过去曾深入研究过这个问题。4图4强调了这种方法背后的概念。
图4用于谐振腔问题的基本电磁理论。
从本质上讲，我们将注意力转向了共振原理，并提出了一个问题:“它们起源于哪里?”从基本的电磁理论来看，当你有一个空腔并且电磁场被困在这个空腔内时，共振就会发生。注意，模态(可能的解)可以是x、y或z的函数，主模态将取决于腔的尺寸。类似地，在我们的微带迹线示例中，顶部平面到底部平面空腔的谐振频率可以是x方向、y方向或两者结合的通孔间距的函数，而且它并不总是明显的，特别是在设计连接器时，这可能是问题所在。
为了扩展基本理论，我们用一个类似连接器的几何图形来代替理想的空腔。这是通过使用特征模求解器来识别可能发生共振的频率来实现的。不仅特征模解明显快于全频率扫描，而且一旦解可用，场图也可用。这使得用户可以看到共振最强的区域，帮助工程师从理论和基本的角度解决问题，而不是反复试验。
本征模解是通过去除信号引脚单独使用地结构获得的，因此允许将地结构视为一个谐振腔，就像图4中描述的基本腔一样。除了提供可能的谐振频率列表外，特征求解器还提供了与每个谐振模式相关的Q因子。Q因子表示一个模被激发时共振的强度。Q值越高，该模式的共振越强。
我们模拟高速连接器中常见的几何形状。该几何结构由四个晶圆(嵌入塑料的金属针)组成。如图5所示，构成差分对的内部信号晶圆夹在两个地晶圆之间。
图5高速连接器实例。
在第一种结构中，信号晶圆与地晶圆之间存在气隙，如图6所示。这被称为间隙结构(GS)。
图6带地信号(GS)间隙的截面。
利用特征模式求解器对该结构进行了分析。表1总结了谐振频率及其相关的Q值。
同样的几何图形也在频域进行了全频扫分析。一般来说，对整个感兴趣的频率范围的完全扫描至少比本征模解慢一个数量级。该结构对应的插入损耗曲线如图7所示。
图7 GS Gap结构插入损耗图，如图6所示。
请注意，图7中的共振与表1中的模态1和模态5一致。特征模态解确定了给定结构可能共振的所有频率，但不是所有的模态都会被微分信号激发。对于微分本征模不明显的情况，用户可以查看本征模解的全三维场分布。
与其花费计算时间进行频率扫描，更有效的研究哪些特征模相关的方法是查看特征模场图。这种方法比传统的全扫描方法至少快一个数量级。通过检查这些字段，用户可以辨别哪些字段是由差分信号产生的。
图8显示了本征模场图，识别了可能发生的共振与微分能量(左)和本征模场不太可能被微分能量激发(右)。通常，第一个特征模(在本例中为3.5 GHz)是与微分模相关的，这是主要关注的问题。此外，高阶谐波(例如6.9 GHz的模5)也通常是相关的。
图8显示被微分能量激发的模态(左)和不被微分能量激发的模态(右)的电场分布。
回到GS间隙结构，可以通过降低共振强度来提高性能。换句话说，可以调整几何结构，使谐振模式产生更低的Q因子。这种几何结构的实现方法之一是减小GS气隙，如图9所示。特征解算器的结果如表2所示。
图9减小GS间隙后的截面。
比较表1和表2的结果，Q因子的降低是明显的，特别是模式1和模式5。因此，减少的GS缺口几何有望表现得更好。事实上，当模拟全频率扫描时，插入损耗曲线显示出明显的改善，如图10所示。
图10 Q因子的降低可以转化为更好的插入损耗曲线。
最后，正如我们前面看到的，在连接器中添加或移除金属将对阻抗产生影响。改变晶圆的位置也会影响阻抗。在大多数情况下，在达到最佳电气性能之前，设计师将不得不重新考虑阻抗调优。
结论
在理想的SI世界中，我们只需要调整阻抗，在我们认为合适的地方增加更多的接地连接，然后就结束了。但人们不能简单地忽略连接器周围的一切。通常，我们会在SI、机械和制造之间来回切换。在每一步，我们确保至少阻抗和插入损失执行预期。我完全意识到，我甚至没有谈论所有其他可以发挥作用的SI指标，如共模、串扰、模式转换/倾斜等。
把它全部带回家:不，高速连接器的设计不仅仅是塑料和金属缝合在一起。它也不是魔法。这确实需要一些经验和知识，但有些事情可以用简单的术语来解释。还有一些更高级的。n
鸣谢
在撰写本文时，Davi Correia在Carlisle Interconnect Technologies工作。他最近换了工作，现在在Cadence Design Systems工作。
参考文献
1.Bert Simonovich，“什么是微分阻抗，为什么我们关心?”信号完整性杂志，2020年4月14日。//www.lambexpress.com/blogs/12-fundamentals/post/1665-what-is-differential-impedance-and-why-do-we-care．
2.Bert Simonovich，《通过存根——它们都是坏的吗?》信号完整性杂志，2017年3月10日。//www.lambexpress.com/blogs/7-voice-of-the-experts-signal-integrity/post/355-via-stubs-are-they-all-bad．
3.Eric Bogatin，“短根多长算太长”，EDN, 2014年10月23日，https://www.edn.com/how-long-a-stub-is-too-long-rule-of-thumb-18/．
4.Davi Correia, Michael Rowlands, and Alexandra Haser，“互连设计的GSSG共振方法”，信号完整性杂志，2017年6月7日，//www.lambexpress.com/articles/441-gssg-resonance-method-for-interconnect-designs．