PAM-4是一种信令技术，用于电背板上的高速SerDes链路，需要提供每通道超过56 Gbps的数据速率。它能够提高数据速率而无需增强硬件通道，具有显著的硬件成本优势。新的发射机和接收机技术已经显示出PAM-4端到端链路的可行性。因此，该技术现在正被认真考虑用于下一代OIF和IEEE信号标准。为了充分利用PAM-4信号的优势，必须建立和验证一个新的测量和仿真生态系统。
了解生态系统
PAM-4生态系统包括发射机(Tx)和接收机(Rx)之间的连接通道。SERDES通道组件必须经过验证才能用于这种新的多级信令。IEEE和OIF标准为输入-输出(IO)连接器和电缆提供了频率相关的损耗和串扰建议，但与实际的令人大开眼界的统计数据没有直接关联。这可以通过端到端链路测量或通道模拟来完成。
对于端到端链路测量，PAM-4信号生成是通过组合离散组件或使用最先进的任意波形发生器(AWG)来完成的。测量装置包括一个市售的PAM-4任意波形发生器、一个物理高速链路组件和一个用于捕获数据的数字示波器。数字采样示波器接收器提供了硬件时钟和数据恢复(CDR)，以及各种软件均衡技术(CTLE, DFE, FFE)，用于在使用有损通道进行测量时打开眼睛。开云体育官网登录平台网址示波器的测量还包括基本波形分析的后处理技术。采用IBIS-AMI方法对PAM-4信号进行模拟，并使用IBIS-AMI信号发生器、s参数信道模型和用于接收机数据恢复的远程访问软件。
然后使用这种通用的PAM-4端到端链接来验证模拟和测量之间的相关性。像眼高、眼宽和误码率(BER)这样的基本测量为与模拟的相关性提供了一个很好的起点，尽管高级信噪比(SNR)分析通常提供了更快的质量检查。
物理链路
为了本讨论的目的，使用QSFP28 IO连接器和电缆来演示将模拟和测量相关联的过程，以验证在PAM-4 SERDES通道中使用的组件。QSFP28板连接器是一种四极小尺寸可插拔连接器，每通道带宽为28 Gbps。所考虑的物理链路使用直接连接的铜电缆。这种电缆是纯被动的，因为它不做任何数据处理，放大或信号均衡。它只是传输数据。这种电缆的使用在很大程度上取决于全链路。行业标准描述了这一端到端链路，并给出了电缆组件、板连接器和模块合规板(mcb)中允许的损耗。较厚的导体尺寸导致较低的高频损耗，因此电缆长度较长。
图1。采用符合行业标准的模块合规板的QSFP28端到端链路
图1中显示了用于验证PAM-4多级信令的模拟和测量之间相关性的端到端链路或待测设备(DUT)。波形发生器通过链路传输均衡波形，示波器在另一端捕获数据，可能采用额外的均衡技术来实现开眼图。采用的四通道双对电缆组件长3米，导体尺寸为30 AWG。
图2。测量设置的引脚分配
在mcb上，所有高速28 gbps连接都可通过2.92 mm连接器访问。图2显示了用于测量的两个Tx到Rx差分对的QSFP+引脚编号。这种选择允许远端串扰分析。图3显示了仅使用简单直通连接的MCB的插入损耗曲线，该连接是QSFP28信号路由迹线长度的两倍。数据显示无谐振行为超过14 GHz奈奎斯特时钟频率(21 GHz)的1.5倍，并验证了PCB材料特性和2.92 mm连接器适用于该应用。
图3。MCB上直通线的插入损耗曲线(到连接器的迹线长度的两倍)
测量DUT性能
为了检查无源电缆组件的高速性能参数，可以使用各种类型的设备，如矢量网络分析仪(VNA)，时域反射/透射率(TDR/TDT)或误码率测试仪(BERT)。每种类型的设备及其底层测量技术都有其自身的优点和缺点。
对于这种应用，电缆组件与使用的28 Gbps数据速率相比非常长。因此，在测量DUT时可能会记录高损失。这些损失只能由具有足够动态范围的设备捕获，例如VNA。选取带宽为67 ghz的VNA采集待测链路的散射参数。3米、30 AWG电缆组合的两对(图2)的差分损耗如图4所示。
图4。差动插入损耗- 3米30 AWG
通道的s参数行为数据以标准的Touchstone 1.0格式存储，该格式适用于所有高端VNA，可以轻松导入到通道模拟工具中。Touchstone文件格式为ASCII文本文件，用于记录线性设备(如无源电缆组件)的n端口网络参数。导出的数据文件为s8p文件，包含远端串扰攻击者数据。但是，对于初始验证测试，只考虑关闭所有攻击器且路径终止于50欧姆的单个直通通道。结果，该文件被简化为s4p文件，用于信道模拟。
模拟PAM-4信号
对于PAM-4链路模拟，所使用的AMI模型被创建来表示Tx和Rx行为。每个模型由模拟部分和算法部分组成。在Tx模型中，模拟部分捕获输出阻抗，算法部分捕获Tx均衡。在Rx模型中，模拟部分捕获输入负载，算法部分捕获Rx均衡和CDR。对于这个应用，Tx均衡器是一个3-tap FFE，而Rx模型实现了CTLE, DFE和CDR来表示示波器执行的数据处理。
Tx模拟模型、物理通道和Rx模拟模型都被假定为线性的、时间无关的，并且可以用一个组合的模拟通道脉冲响应表示，记为hAC。在模拟过程中，代表PAM-4刺激的四级方波被传递到Tx算法模型中。Tx输出信号与hAC进行卷积，生成Rx算法模型的输入。Rx模型返回均衡信号和CDR输出，用于构造PAM-4眼和计算符号错误率(SERs)。这个模拟流程如图5所示。
图5。PAM-4 IBIS-AMI通道仿真流程
为了分析不同信号水平下的PAM-4链路性能，计算了三只眼睛的SER值。对于上眼、中眼和下眼，SER分别在符号3和2、2和1以及1和0之间测量。为每只眼睛生成一组浴盆曲线和SER轮廓。
测量PAM-4信号
现在我们了解了测量设置，下一步是查看用于PAM-4信令应用程序的通道组件的特性。目的是验证测量设置，也可以与模拟相关。这听起来可能很简单，但由于缺乏校准和参考平面的选择，在千兆级数据速率下，这一任务非常具有挑战性。解决方案是利用模拟和测量来交叉检查，并确保测量和模拟都是可信的。
测量过程如图6所示。首先要考虑的是到DUT的连接，对于我们的例子来说，这是包括mcb的QSFP28电缆组件。PAM-4通道在较高的数据速率下会有显著的损失，在相同电压波动下，多级信号的信噪比较低。此外，同轴电缆固定到DUT的损耗必须校准出来。利用仪器校准技术，对夹具电缆的损耗进行校准。这消除了模拟方面的任何嵌入/反嵌入步骤，并最大限度地减少了模拟和测量之间的变量数量。在数学上，有一些稳健的方法可以“去除”测量夹具的影响，但在实践中，在比较模拟和测量时，有许多基本的采样理论、域转换和容差问题会增加误差项。
图6。测量流
下一个挑战是验证模拟中使用的Tx信号与测量中使用的Tx信号是否匹配。在这里，简单性具有重要的价值。理想情况下，人们会想要一个用于模拟的发射机模型，然而，对于PAM-4来说，这不是一个简单的任务。PAM-4是一种具有专有设计的新技术，没有标准化的生成方法。因此，实际硬件的模型很少。如果使用专有的PAM-4供应商模型，则不能保证通道对于不同供应商的模型具有相同的行为。PAM-4 Tx信号还必须包括复杂的均衡，如前馈均衡器(FFE)，以补偿PAM-4信号在奈奎斯特频率上的高损失，并在Rx处打开眼睛。在Rx处打开眼允许CDR锁定测量信号。
为了确保所涉及应用的测量-模拟相关性的一致性和灵活性，在模拟中生成的Tx输出波形被保存到一个文件中，加载到AWG上并传输到通道中进行测量。使用AWG，这种方法不仅保证了与测量和仿真中使用的完全相同的通道输入信号，而且还允许仿真定义一个简单的IBIS AMI PAM-4 Tx模型，该模型将3个tap FFE应用于位图的上升和下降边。模型的实际边缘可以是理想的，因为这不是一个实际的设备。一个外部集总电容器在输出的Tx AMI模型提供了一个可调的上升时间。
仿真使用这个简单的PAM-4 Tx模型来设置上升沿和FFE来测量QSFP28电缆组件。上升时间的设置必须考虑给定数据速率的典型值，并且在AWG硬件的控制范围内。同样，简单是关键。从一个完全在AWG控制范围内的缓慢上升时间开始，可以减少模拟中使用的简单Tx模型未捕捉到的反射/振铃。我们的愿望是让AWG复制模拟波形，而不是在其控制的限制。在本例中，AWG校准特性用于校准夹具电缆并在Rx或示波器上提供所需的波形。一个简单的时钟模式可以用来修正上升和下降边缘速率、水平振幅、振幅噪声和随机定时抖动的微小差异的模拟。
下一个决定是使用实时示波器还是等效时间采样示波器。实时示波器可以在非常高的采样率下捕获实际电压与时间波形。当第一次打开PAM-4硬件以捕获波形以查看需要什么均衡时，这是非常有用的，只意识到接收的眼睛是完全关闭的。然而，与采样示波器可以提供的相同带宽相比，高速实时示波器可能相当昂贵。采样示波器需要一个重复的图形，这样它就可以在不同的时间点保持高保真的波形采样，从而准确地重现完整的图形。等效时间采样示波器具有低信噪比和专注于测量重复模式的精度，使其成为表征无源通道组件和与仿真比较的理想选择。
为了简化采样示波器上的Rx与仿真中Rx的相关性，它有助于利用仪器的校准特性。测量示波器可以模拟给定的带宽和CDR拓扑，这样就可以在模拟端使用通用的Rx AMI模型。示波器可以设置为模拟一个简单的一阶锁相环路(PLL)，环路带宽可根据给定的数据速率进行调整。在12.5 Gbps (6.25 GBaud)时，环路带宽设置为3.25 MHz。在25 Gbps时，它被设置为7.5 MHz。采样示波器上的接收器带宽可以设置为4th为了避免仪器带宽限制带来的振幅脉动，采用了贝塞尔阶平群时延。
现在已经定义了AWG Tx, QSFP28 DUT和等效时间采样示波器Rx，可以进行实际测量。从没有均衡的干净的pam4信号开始，在3米长的QSFP28电缆后，即使在较低的12.5 Gbps (6.25 GBaud)数据速率下，也可以确定眼睛是完全闭合的。因此，必须为PAM-4通道测试添加均衡。通过仿真，可以很容易地优化QSFP28电缆损失下的3分接头FFE。然后将此均衡Tx波形下载到AWG，并在示波器上进行测量，以验证模拟FFE均衡Tx与测量Tx刺激相匹配。对振幅设置、噪声振幅和随机抖动的额外调整可以添加到模拟中，以解释与生成的波形的微小差异。
接下来，校准的PAM-4 FFE校正刺激连接到QSFP28 3米DUT上，如图7所示，在接收机上观察所需的睁开的眼睛，无论是模拟还是测量。图8显示了Rx侧模拟眼图与实测眼图的直接对比。请注意，模拟和测量结果与第一个测试用例的PRBS7模式下的12.5 Gbps (6.25 GBaud)一致。
图7。模拟的Tx刺激(左上)与一个3点FFE被导出到AWG以生成测量Tx刺激(左下)。在右下方的示波器Rx经过DUT通道后接收到的信号与右上方的模拟Rx进行比较。
图8。波形在Rx侧，包括DUT与3水龙头FFE;在通道1A(上)测量，在通道2A(下)模拟
最后，必须确定量化测量和模拟之间相关性的最佳方法。传统上，测量数据一直在仿真环境中进行后处理;然而，现代仪器现在包含了快速测量和分析捕获波形的最先进的工具。将仪器上的测量结果与模拟结果进行比较可以提供测量结果与模拟结果的瞬时比较，使模拟数据能够以与生产中最终通过/失败测量结果相同的方式显示。
从这里开始，使用测量眼宽和眼高设置来比较模拟和测量是一个简单的任务。在较慢的数据速率下测量相关性的模拟验证了该方法，并确保它可以应用于所需的更高数据速率和不断增加的信道损耗。
在仿真端模拟FFE校正波形，然后在测量端使用AWG生成的精确波形的能力为PAM-4 SERDES信道的仿真相关性提供了出色的测量。这一过程成功的关键是开始简单，确保模拟和测量之间的变量最小化。为了验证该方法，甚至降低了数据速率。然后，可以提高数据速率并添加额外的均衡来补偿更高的损失。通过分析PAM-4端到端链路的通用仪器生成和测量案例，工程师现在应该更清楚地了解将模拟与多层次信号测量相关联的关键要素。
