惠更斯盒用于识别和量化便携式电子设备中从噪声到受害者的耦合路径。该方法的新颖之处在于，在相同的关键接口(如USB、PCIe、MIPI)上同时定义多个大小不同的惠更斯盒，以找出耦合到天线上的噪声的主要来源。模拟揭示了潜在的耦合机制，这在大多数情况下是由于板对板连接器(BtoB)、组件和具有严重不连续的区域。导电耦合是最关键的，辐射耦合通过使用保形屏蔽或金属屏蔽罐保持在最小值。由于产品设计周期中界面重复和布局相似，研究结果可以扩展到大多数移动设备。
连接电子设备，如平板电脑、笔记本电脑、智能手机和物联网(IOT)产品的多样化生态系统，包括多个射频系统。在多个天线和高速数字电路共存的现代设备中，射频干扰(RFI)或dessense是一个主要问题。
射频干扰(RFI)是指射频接收机由于同一器件内部的干扰而导致的灵敏度下降。通常天线具有非常高的灵敏度，因此，允许的水平(各种无线标准从-90dBm到-125dBm)远低于联邦通信委员会(FCC)规定的允许排放水平。因此，拥有符合FCC认证的设备并不一定意味着无线电范围不受干扰的限制。当干扰发生时，可能会导致各种问题，从掉线(在手机的情况下)，到下载视频时无限缓冲，甚至是设备的一般故障。
通常，RFI/ dessense问题可以分为三个部分:噪声源、耦合路径和受害者(图1)。耦合可以是导电(电感和/或电容)和辐射。
源(噪声)通常是根据经验知道的，在大多数情况下，它与开关模式电源(SPMS)[1]、高速接口(例如USB 3.0/3.1、DDR、PCIe)、MIPI显示等有关。受害者是众所周知的，它是由天线/s表示的，因此，问题中最困难的部分是耦合路径。迄今为止，耦合路径一直被视为用s -参数[2]或场分布(真实或重构[3])表示的黑盒子，用于检测热点。因此，对噪声源与受害者耦合的电磁机理很难有深入的了解。
用惠更斯盒(HB)来定义噪声源并不是一种新方法，已有许多著作对其进行了处理。然而，人们认为惠更斯的方法并不能指导工程师找出噪声源的哪一部分导致了问题以及如何解决问题。此外，惠更斯盒子(HBs)的使用一直与计算时间的缩短和/或保留专有信息的能力有关。
在这项工作中，提出了一种新的方法，使用多个HBs识别和量化从噪声到受害者的耦合路径在便携式电子设备。沿着相同关键接口的路径定义了不同大小的HBs，分解了传输线区域、由于连接器、路由和组件而产生的不连续区域。研究发现，噪声源和受害者之间的耦合路径大部分是由于使用连接器(BtoB)和/或严重的不连续，如无源滤波器的组件垫。此外，还发现传导噪声是耦合的关键部分(因为大多数芯片是保形或金属屏蔽的)。
惠更斯原理和等价定理
用近场源(NFS)替换噪声源的技术是基于表面等效定理的，该定理指出，一个体积中的一个源可以用它的发射场(作为受印源)替换到包围该体积的表面上。
在惠更斯等效原理中，实际源被等效源取代，等效源在感兴趣区域内产生与实际源相同的场。图2显示了惠更斯等效原理的三种情况。根据表面等效定理，通过在表面上施加等效的表面电流和/或磁场，可以得到虚惠更斯曲面外的场。
实际辐射源用电流密度J表示1和M1，表示为(1)-(2)。辐射场用E表示1和H1在均匀介质中(Ɛ1和µ1)，n表示指向外的单位法向量。同样，辐射源可以用表面电流和磁电流(Love’s等效图2(b))，或用内部填充PEC的表面磁电流(PEC等效图2(c))，或用内部填充PMC的表面电流(PMC等效图2(d))替换，如(3)-(4)所示。
在本研究中，计算了填满完美磁性导体的惠更斯表面的表面电流。为了测量方便，惠更斯曲面被选为一个矩形盒子。由于惠更斯表面包围了辐射源，所以HB外的场就由整个惠更斯表面上的等效源唯一决定。
惠更斯盒子原理的验证
为了验证HB原理，我们考虑了一个真实的移动设备，并在位于手机底部、靠近type-C连接器的柔性PCB上定义了一条时钟线(见图3)。端口3位于时钟/信号线(源)上，另一端是50欧姆的电阻。端口13-14-15被放置在天线(受害者)上。
图4的结果显示了原始模型和等效模型对所有三个端口的信天线耦合的比较，其中时钟/信号线被HB替换。在0-6GHz的分析范围内实现了非常好的相关性。在非常低的频率范围内的小差异可能是由于截断错误，发生在时间信号没有完全衰减为零时。图5比较了原始(完整)模型和等效HB模型在800MHz时的h场分布。非常可比的场分布可以看作是HB方法在真实/复杂结构中的有效性的证明。
使用多个惠更斯盒子
在[4]中，用两个惠更斯箱量化噪声源;然而，除了对盒总数的限制(只有两个)之外，它们还被用来描述单独的源，从而单独的耦合路径。在此基础上，利用正向和预留两个问题对多噪声源耦合电压进行了预测。在我们提出的方法中，将多个HBs直接应用于单个噪声源/可能的耦合路径上，用单步计算耦合到受害者的噪声，从而可能节省计算量。
图6显示了从主板上的应用程序处理器(AP)到flexPCB上的type-C连接器的USB链接示例。识别了6个不同的HBs，以便从不同的区域分离贡献，主要PCB, BtoB连接器，带不连续区域的flexPCB，和type-C连接器区域。通过分析链路上的场分布，可以明显看出，场的大部分强度是如何从BtoB连接器区域(HB3)开始集中在柔性印刷电路板(FPCB)区域的。
由简化的移动电话组成的第一个测试模型被考虑用于验证所提出的方法。考虑位于靠近天线的设备顶部的时钟/信号线。线路是通过一侧的离散端口和另一侧的50欧姆电阻来激励的。在线路上放置一个连接器，以研究可能的磁场变化和对天线耦合机制的影响。定义了三个HBs，如图7所示，其中还报告了原始模型与重构的天线耦合(通过数学上添加三个HBs的贡献)的比较:如果St是时钟/信号线到天线的耦合系数，则St=SHB1+ SHB2+ SHB3，其中HB1…3是与三个区域相关的HBs。在考虑的频率范围0-6GHz内，验证了良好的相关性。
图8报告了每个HB对天线耦合的贡献。从这些结果中，我们可以看到在1.2GHz以下和2.5-4.8GHz频率范围内，从信号线耦合到天线的大部分噪声来自HB3，这是HB包括BtoB连接器。在其他频率范围中，HB2似乎占主导地位，正如人们所预期的那样，由于信号线与天线的接近，并考虑到在这个测试用例中基准是理想的事实。
在实际情况下，完全移除BtoB连接器是不可能的，因此，我们尝试根据图9a中的布局，通过在到达连接器的线和连接器本身之间创建90度角来重新布线信号线。其主要思想是试图消去信号线和连接器之间的一些耦合场。新的信号线和天线之间的耦合因子清楚地显示了1.8-3GHz范围内的改进，降低了超过10dB。
仅供参考，图9b显示了完全移除连接器时的结果。有趣的是，耦合噪声几乎与之前的情况重叠，在相同的频率范围内，耦合噪声的降低幅度略低。然而，相对于90度信号线路由和/或原始布局，3.5-4.5GHz的频率范围降低了~8-10dB。
图10在同一个简化手机模型上设置了一条曲线形信号线，以分析天线的不同耦合机制。Fs1和Fs2是两个HBs, Fs1只包括信号线上的线性部分，而Fs2包括曲流线。与天线耦合的s参数在同一图中报告。在低频(< 1GHz)范围内，Fs1和Fs2产生非常相似的耦合值;但在1 ~ 5ghz的频率范围内存在一致的差异，在1.5GHz ~ 2.5GHz范围内Fs2高约10dB。这一发现暗示了由于曲流线的存在可能导致的电磁干扰退化。
案例研究1
本测试研究包括用于移动设备[5]的主板。图11展示了带有两个主要ic(应用程序处理器(AP)和内存)的板，以及从AP开始的USB 3.0线到垫片的BtoB连接器位置的路由。从这里，flexPCB将线路带到位于手机底部的type-C连接器。本研究的目的是研究USB线路和分集天线之间的耦合机制，分集天线位于设备的顶部(受害者端口如图11所示)。
为了简单起见，使用四个HBs来分割感兴趣的区域，目的是捕获AP和BtoB侧的垫区影响以及由于曲流线可能产生的辐射，在某些情况下，曲流线可能产生共模转换，并对射频完整性有害。
图12a显示了HBs引起的耦合系数，我们可以看到在6GHz以下的频率范围内，耦合的主要因素是如何由HB1表示的，这是靠近AP的惠更斯盒，但它也包括一些与用于放置组件的垫有关的不连续。
在0-2GHz频率范围内，HB4对耦合机制的贡献第二高。这很有趣，因为与HB2和HB3相比，HB4的位置相对于受害点更远。然而，HB4包括一个严重不连续区域和一个BtoB连接器。对于f > 2GHz, HB2和HB3占主导地位。图12b用平行于信号线的横截面上1800MHz时的h场(A/m)分布证实了这些发现。与四种HBs相关的e场图也显示出HB1和HB4的强耦合。
可能的变化旨在减少与天线的耦合:1)移动组件远离AP, 2)重新布线部分线路接近BtoB连接器和3)(很难应用于实际产品)完全删除连接器。
案例分析2
本测试研究分析了第一代5G无线路由器(低于6GHz)。图13显示了路由器的视图;注意大散热器覆盖了PCB底部的大部分，三个天线对称地位于路由器的顶部。总各向同性灵敏度(TIS)[6]测量显示波段1在2412MHz (802.11b/g)的值约为-71dBm时存在问题，而在5825MHz的规格内。
对有散热器和没有散热器的PCB进行3D全波模拟，当CPU的其中一个PWR轨道被激发时，显示出与天线的耦合路径主要由散热器表示，辐射路径和导电路径都存在(图13a)，尽管导电路径占主导。
由于模拟时间较长(> 1天)，使用真正的PCB优化散热器是不现实的;因此，生成了一个简化的模型。PCB被建模为一个固体物体，CPU被建模为一个金属贴片，在5825MHz共振。简化模型揭示了与原始PCB相同的耦合路径。图13b比较了PCB +散热器简化模型的电场@ 2412MHz，我们可以清楚地看到散热器箱的存在是如何至少两条耦合路径导致天线退化的。
为了优化散热片，降低2412MHz时的RFI，我们首先将PCB模型的区域划分为7 HBs，目的是确定与天线的主要耦合面积/s。散热器安装在板上，通过螺钉与PCB框电连接，如图14所示。
电流闭合回路并与天线导电的唯一方法是通过金属螺钉;因此，哈佛选择在周边地区。从图13所示的场分布也可以明显看出，由贴片(模拟IC)激发的场以径向的方式在板上传播。为了中断这种场传播并减少耦合到天线上的辐射场，还需要在散热器顶部设置槽/间隙。
图15显示了三个天线由于每个HB的耦合系数，显示了具有主要耦合的HB区域。有趣的是，这种耦合与几何距离没有直接关系;相反，对于三种天线来说，无论哪个HB被认为是激励，它似乎都是或多或少常见的。
此外，HB与天线和主要HB区域之间的耦合系数与图13所示的场图分布一致，图13显示了左上角的天线与其他两个天线相比，对耦合噪声的免疫能力更强。
散热器与天线之间的主要耦合是由于HB3、HB4、HB7和HB6。其目标是通过改变螺丝的位置和数量来优化散热器，并将它们定位在对应于更高场强的HBs中。经过几次迭代之后，我们得到了如图16所示的优化模型，其中原始的散热器几何形状也被显示出来以进行比较。螺丝总数从8个减少到6个，提供了新的位置，除此之外，在主IC附近的区域创建了一个槽(其长度激励频率为2412MHz)来分解辐射场。
图16显示了优化后散热器在2412MHz时的电场分布，图17显示了散热器与天线之间的宽带耦合系数，从原始散热器到优化后的散热器，我们可以观察到约10dB的场减小。将优化后的散热器原型安装在无线路由器上，并将TIS的新值从原来的-70dBm降低到-75dBm，这足以满足天线灵敏度。为了进一步推动HB结果的极限，并考虑到一些区域似乎几乎不受天线的导电耦合影响，最后的模拟是通过移除位于散热器左侧的两个螺钉来进行的。这意味着螺丝总数减少到4个，从而节省了成本。新的结果如图18所示，可以看到与使用6颗螺钉的情况相比，可以获得非常相似的性能(在感兴趣的频率下降低约10dB的场强)。
结论
介绍了一种在移动设备早期设计阶段预测RFI/ dessense的方法。其主要思想是在耦合路径上使用多个HBs，以便检测耦合到受害者(天线)的主要贡献者，从而进行更改并最小化RFI。在设定的水平上的临界区域可以被识别，因此，减少了分析信号与天线耦合的实验数量。
两个不同的测试用例被用来对提议的方法进行基准测试。当USB线被认为是攻击者时，第一个预测了移动设备中的主要耦合区域(组件垫和BtoB连接器)。第二个测试用例允许设计一个优化的散热器，帮助降低即将到来的5G无线路由器在2412MHz (802.11b/g)频段内的TIS。优化的散热器不仅提供了良好的电气性能，它也更具有成本效益，因为最多可以节省4个金属螺丝。反过来，这也允许在板上有更大的路由空间。
本文的早期版本发表在DesignCon2019.
参考文献
- 金k .， H. Shim, A. Ciccomancini Scogna，黄C.，“移动平台的SMPS振铃噪声建模与抑制”，电子工程学报。《元件与包装》，vol.8, n.4, 2018
- 王赟，吴淑娟，张建军等，“基于仿真的耦合路径描述方法及其应用”，《电子与电子工程学报》。EMC+SIPI研讨会，2018年8月，美国加利福尼亚州长滩
- 潘建军，王宏，高旭，黄志昌等，“基于等效偶极矩模型和互易分解的射频干扰估计方法”，电子学报(自然科学版)。关于EMC, vol.58, n.1, 2016
- 孙耀明，曾伯芝，林海峰，黄志忠，“基于互易性的射频信号噪声源量化”，电子工程学报。EMC研讨会，2018年8月，美国加利福尼亚州长滩。
- https://www.ifixit.com/Teardown/Huawei+P9+Teardown/62348
- A. Ciccomancini Scogna等人。”移动电子设备RFI接收机灵敏度分析'”，DesignCon 2018 &信号完整性杂志。
