当你遇到PAM4给你的世界带来的许多烦恼时，这个问题会触发你的杏仁核的战斗或逃跑反应。因为你是在实验室而不是丛林里，这种战斗或逃跑的反应可能会转化为讽刺的笑声，比如:“对，更高的误码率要求让一切都变得更容易——不是的。“好老NRZ，那些都是好东西。”提醒我为什么要这个?”还有"亲爱的NRZ，直到失去你我才知道我有多爱你"
四电平脉冲幅度调制PAM4在许多25+ Gb/s信令方案和大多数50+ Gb/s标准中得到实现。PAM4“解决”的所有问题都可以追溯到高频时的信道响应。在PCB(印刷电路板)中，插入和返回损耗随频率呈指数增长，这导致了两个大问题。首先，峰值到峰值电压的衰减波动到几十mV或更小，其次，由于ISI(符号间干扰)而导致的大量信号退化，这超出了均衡的帮助。在这两个设计噩梦中，更小的ui(单位间隔)意味着更快的上升和下降时间，这会激怒串扰侵略者，您将得到一个需要激进行动的信号完整性噩梦:PAM4。但不要庆祝。虽然PAM4解决了所有这些问题，但它没有解决任何问题。
PAM4总结在图1中。其中NRZ(不归零)调制在每个UI(单位间隔)编码一个比特，在低振幅处逻辑0，在高振幅处逻辑1,PAM4在四个级别中每个级别编码两个比特。每个电平，无论是电压电平还是光功率电平(当您将电压转换为分贝时，不要忘记2的因子!)，都被称为一个“符号”。就像在拨号调制解调器的旧时代，我们必须区分比特/速率和波特:每个符号两个比特意味着PAM4比特率是其波特的两倍，例如，100gb /s PAM4工作在50 Gbaud。
图1 PAM4信令方案(图片版权归泰克所有，经许可使用)。
请注意，我们可以任意为四个层次分配比特对;这叫做格雷编码，以弗兰克·格雷命名，他在1947年申请了这项专利。如图1所示的编码方案，将11分配给第三高级别(S2)，将10分配给最高级别(S3)，降低了一个符号错误导致两个比特错误的概率;这也有助于SER(符号误码率)收敛到BER(误码率)，这很好。
对于给定的数据速率，PAM4的带宽只有NRZ的一半，这就是它的优势所在。这两倍的带宽成本包括(见表1)每个UI中的三个眼图，电信号的信噪比下降9.5+ dB，光信号的信噪比下降4.7+ dB(见表1)。我告诉过你不要忘记电压-功率因数为2)，12个独立的逻辑转换，6个不同的上升和下降时间，75%的转换密度，电压(或功率)和时间中这三个眼睛图的潜在不对齐，以及涉及如何解决这些问题的复杂的雷区。
表1。后悔PAM4的决定，回忆与NRZ的美好时光。
好吧，这听起来很可怕，但如果你一直在寻找一个机会来锻炼你的创新能力，几分钟后你就会发现PAM4是一个很好的游乐场。
由于码间干扰(ISI)和串扰都是振幅噪声的类型，PAM4的信噪比下降是一个大问题。三个PAM4眼图中的每一个都受到影响，我们必须做一些激烈的事情:使用FEC(前向纠错)。您可以将FEC视为类固醇上的CRC(循环冗余检查)。高速串行标准使用Reed Solomon FEC方案。RS-FEC为数据引入了开销位，通常只需几个百分点的开销就可以将误码率降低100万倍以上。RS-FEC在发射机处使用基于特殊二进制多项式的移位寄存器对数据和开销位进行编码，然后在接收机处对过程进行逆运算。解码过程会自动纠正有限数量的错误——如果你曾经有机会逐行检查FEC软件，那就去做吧，看着算法翻转错误的比特，就像我在调试器中看到的那样，几乎是从帽子里变出兔子——但它在发射机和接收机上都消耗了电力、延迟和硅空间。
例如，400千兆以太网使用RS-FEC(544,514)，它能够在每个5440位序列中纠正至少15个错误，最多可纠正150个错误。它能纠正的错误数量取决于错误在5440位序列中的位置。不错，在最坏的情况下，你可以将误码率修正为15/5440 = 2.7E-3，这几乎是你的设计可能需要满足的1E-12误码率的10亿倍。
你转向示波器，喃喃地说:“问题解决了”，然后向咖啡站走去——但不要这么快!
是的，FEC的误码率要求从1E-12放宽到1E-6, 1E-5，甚至1E-4，这取决于标准，但有一个陷阱。与我们在NRZ航行的紧船相比，NRZ在大多数情况下几乎没有错误，我们现在非常轻松，以至于我们预计fec前的错误在百万分之一的范围内。“但这很酷，”你一边说，一边啜着星冰乐上的鲜奶油，“FEC会解决的，游戏结束。”
虽然PAM4使我们在带宽上减少了两倍，但其降低的信噪比使其更容易受到所有类型的振幅退化，包括ISI和串扰。它不会像NRZ那样严重，但也不会很容易。我们仍然需要以各种方式平衡ISI。我们用于NRZ的方法包括发射机的FFE(前馈均衡)和接收机的CTLE(连续时间线性均衡)和DFE(决策反馈均衡):见图2。这种鲁棒均衡方案在与纠错相结合时遇到了问题。
图2。典型的高速串行接收机结构，用于NRZ信号，具有两点DFE(图形版权归Ransom 's Notes所有，经许可使用)。
请记住，DFE是在低误码率的假设基础上运行的:逻辑决策被反馈，添加到CTLE的输出中，产生的信号被发送到逻辑解码器，也就是切片器。当dfe反馈错误时，它们会破坏切片机的信号，从而导致另一个错误，问题变得更糟。其结果是众所周知的dfe在失效时导致突发错误的趋势。数据置乱和交织可以将突发错误搅拌到多个RS-FEC块中，这是有帮助的，但RS-FEC通常不能同时容纳高的fec前误码率和dfe引起的突发错误。
当错误太多或顺序不正确或两者兼而有之时，FEC无法纠正任何错误，我们留下的是一个系统以1E-7或更高的误码率运行-完全失败!在NRZ的美好时光里，当我们有一些错误时，误码率可能会下降到1E-11，甚至1E-10，但NRZ系统在1E-7或更高的误码率下运行是无法忍受的。对于PAM4系统来说，它们同样可以忍受。
解决办法是放弃DFE。是的，这是极端的;接收机设计的全面修订和新的均衡方案的需要。
最小的设计调整是将发射器的FFE与接收器的更灵活的CTLE结合起来，图3:三个极点和半dB级的增益可调，而不是我们用于NRZ的两个极点和1 dB增益步长。
图3。更灵活的CTLE PAM4。
由于CTLE单独对NRZ并不总是足够的，我们真的不期望它对PAM4足够。下一个改进是在接收端添加FFE。从数学上讲，接收器FFE和发射器FFE是一样的，
公式
其中Rx(n)和e(n)分别是第n位的接收电平和均衡电平，ki是均衡校正常数，也就是点。
设计差异是巨大的，图4:其中DFE使用来自切片器输出的离散逻辑电平，接收器FFE将抽头应用于符号电压电平。换句话说，接收机FFE需要在接收机中使用模数转换器(ADC)。ADC的实现需要更多的功率和硅空间。
图4。使用FFE代替DFE的接收器架构。
有趣的地方就在这里。一旦你为ADC付出了代价，为什么还要止步不前呢?一旦你开始处理符号电压级别，信号优化算法的整个世界就会打开。如果必须安装ADC，为什么不安装DSP(数字信号处理器)，让您的想象力驰骋，如图5所示?
图5。基于dsp的接收机架构。
DSP支持FIR(有限脉冲响应)和IIR(无限脉冲响应)滤波器，包括符号相关、自相关，以及在系统上电时进行快速、广泛的接收机均衡训练的可能性。但我说得太超前了。
PAM4引入的两个新问题是眼间倾斜和压缩，如图6所示。眼间倾斜会改变三个PAM4眼图的相对时间，而压缩会在电压或功率上挤压或扩展一个或多个眼。
图6。PAM4眼图，(a)，眼间倾斜，(b)，压缩。
最初的PAM4标准来自NRZ，使用最薄弱的环节方法来处理抖动和噪声。例如，眼宽和眼高，由三张眼睛图中最差的一张给出，
公式
其中EH和EW相对于SER=1E-6(符号误码率，而不是误码率)进行测量，图7。
图7。眼高和眼宽测量SER=1E-6，根据400 GbE定义(图片由泰克提供，经许可使用)。
在图7中有几件事需要注意:首先，复合PAM4眼的计时中心(tcenter)定义在中间眼最宽点的中心。其次，三只眼睛的眼睛高度EH6都是根据同一个计时中心定义的。第三，三只眼睛的宽度，EW6，是根据眼睛高度的平分线来测量的。
在相同的时间延迟而不是在它们最大的开口定义所有三个眼睛的高度，假设三个眼睛将同时采样。类似地，定义与眼睛高度中心相关的宽度，假设切片器在电压(或功率)上均匀分离。为了维护互操作性，早期的PAM4标准对基于NRZ设计的最小扩展的接收机进行了这些限制:带时钟恢复的CTLE，可能是接收机FFE，同时使用三个均匀间隔的切片器采样。
如果(也就是说什么时候)4位或8位ADC取代切片器，就没有理由假设眼睛将以均匀的垂直间距采样。一个具有良好分辨率的ADC在大量压缩的情况下不应该有任何采样问题，只要均衡方案能够打开足够多的眼睛以超过ADC的灵敏度。当均衡、时钟恢复和切片的作用都集成到DSP符号解码算法中时，接收机将能够容忍有限的倾斜和压缩。
PAM4与FEC结合解决了一个大问题，加重了其他一堆问题，并改变了规则。你可以把它看作是一个必要的麻烦，工作保障，或者是你一直在寻找的让你的创造力飞翔的机会。
未来的规范将放宽对倾斜和压缩的要求。与此同时，热身你的DSP技能，如果你从未玩过这款游戏，那就加入吧，这是一种吸引你进入这个领域的魔力。
