图27比较了混合模态s参数的幅度和相位延迟。同样，我们可以观察到插入损耗和传输相位延迟之间的良好相关性。尽管由于结构的几何对称性，该模型预测几乎没有模态转换，但在现实中，我们可以在-30 dB左右观察到模态转换。图28中所示的单端和混合模式tdr揭示了反射和模式转换参数不匹配的可能原因-我们可以看到沿条带约1欧姆阻抗变化(接近基于制造商提供的数据的预期值)。我们还可以看到在连接器到发射接口的模型和测量之间大约3欧姆的差异。这将被进一步研究以改进模型。注意，连接器阻抗接近51.5欧姆，而不是制造商声称的50欧姆。来自制造商或基于连接器几何形状的模型在这种情况下不会有很大帮助(通常非常接近50欧姆)。沿轨迹的变化具有统计性质，不能在模型中直接解释。只有在知道带材宽度、电介质厚度和电介质参数可能变化的统计分布时，才能做到这一点。 Evaluation of the statistical manufacturing distributions should be done for each manufacturer or provided by the manufacturer. The alternative is to select a more accurate manufacturing process.
图29。底层10厘米差动微带链路-测量并模拟了单端s参数的大小。
图30。底层10厘米差分微带链路-测量和建模混合模式s参数幅度(左图)和差分和共模传输参数的相位延迟(右图)。
图31所示。底层10厘米差分微带链路-单端(左图)和混合模式(右图)测量和建模的TDRs。
BOTTOM层10cm微带链路验证结果如图29-31所示。如图29所示，在30 GHz范围内，我们可以观察到单端传输、FEXT和NEXT的良好相关性(尽管测量到的反射比预期的要大，约为10到25 GHz)。在图30中可以观察到类似的差模反射失配。原因可能与条形线的情况相同:连接器-发射接口处的不匹配以及图31中TDR图上可见的沿迹线的阻抗变化。TDR图的变化也解释了实际连杆几何上的不对称，以及由此导致的模态变换参数非零，如图30所示。请注意，所有微带走线和阻焊层参数的宽度和形状都已调整，如前所述。如果没有这样的调整，测量和模拟的阻抗对于单端迹线约为3欧姆，对于微分迹线约为6欧姆。令人惊讶的是，这种差异在预期的8%阻抗变化范围内(见图1)。
为了验证电介质和导体粗糙度模型，我们可以使用Beatty标准。如图32所示，这是中间宽2.5 cm的条带部分的连杆。s参数的测量值和模拟值如图33所示。很难看到反射中的共振在哪里(共振频率可以用来验证介电模型[1])。如果损耗分离技术不起作用，电介质的损耗就会降低或提高。这就导致了介电常数实部的色散和共振的位移。不幸的是，由于连接器和发射器的存在，反射参数中的共振并不干净。为了消除它们的影响，我们采用了基于测试夹具从INNER6层中两个单端带材线段测量的s参数中提取s参数，以及在第6节中使用gms参数识别材料模型时构建的截面模型的去埋程序。这种去嵌入技术可以在Simbeor软件中使用。在这种情况下，由于发射本地化问题(见下一节)，去嵌入只能达到30 GHz。
图32。结构D2 - Beatty带标INNER6层的分解分析。
图33。D2层INNER6中的Beatty条标准-为完整链接(左图)和没有连接器和发射(去嵌入)的结构测量和建模s参数的大小。
图34。层中的Beatty条带标准INNER6 -传输相位延迟(左图)用于完整和去嵌入式结构，TDR用于完整链路(右图)。
对发射不连续选择器的边界进行去嵌入(见图32)。去嵌入的结果如图33的右侧图所示，其中我们看到谐振频率和插入损耗之间有良好的相关性。完全模式和去嵌入模式的相位延迟在左侧图34中进行了比较。右图34为完整连杆的实测和模拟tdr。总的来说，我们可以得出结论，介电和导体粗糙度模型是可接受的分析宽度范围内的带材。
图35所示的C2结构是具有两个差示后钻孔的更实际的连杆示例。这些过孔是横切面的，实际是大约30微米长的存根(在分析中计算)。考虑到via的性能，这非常接近预期。图36比较了实测与建模的单端s参数。在10 GHz以上的传输和反射以及25-30 GHz以上的FEXT和NEXT有明显的不匹配。差分透射和反射如图37所示。该模型预测了更小的反射和传输，约为10到25 GHz。尽管如此，总的来说结果还是可以接受的。差分和共模相位延迟相关性非常好，高达约30 GHz，如图37所示。图38所示的TDR进一步调查揭示了可能的差异来源; it is the same mismatch and the connector-to-launch boundary and the impedance variation along the microstrips and strips observed in the other cases. Notice that the strip impedance is more consistent with the expectations (closer to 100 Ohm differential), unlike the microstrip (about 105 Ohm).
图35。C2连接2个后钻孔和底部(微带)和INNER6(带)的痕迹。
图36。带有2个后钻孔孔的C2连杆-测量并模拟了单端s参数的大小。
图37。C2连接2个后钻通孔-测量和建模混合模式s参数幅度(左图)和差分和共模传输参数的相位延迟(右图)。
图38。C2连接2个后钻孔孔-单端(左图)和混合模式(右图)测量和建模的TDRs。
图39。C2连接2个后钻通孔- 30gbps NRZ信号的测量和建模眼图的比较(无随机抖动)。
最后，将30gbps NRZ信号无随机抖动时的实测眼图与模型眼图对比如图39所示。尽管在反射和tdr上存在这些差异，意外的模式转换和30 GHz以上的问题，但两只眼睛彼此非常接近。仅通过形式化分析，垂直开口差异约为7%。水平开口实际上是一样的。由于较大的反射(或s参数低于70 MHz的切割)，在大约15 GHz处的插入损失略大，因此测量到的垂直眼开口较小。这些反射是由连接器与发射不匹配和制造阻抗变化引起的。在30 GHz范围内，s参数的差异很小，人们应该可以看到几乎相同的眼睛。另一方面，当被测眼与模型眼在视觉上存在差异时，通常意味着被测眼与模型眼的s参数和TDRs存在较大差异。这个例子表明眼睛比较是信息量最少的度量。尽管如此，在这种方法中获得信心是非常重要的。 Thus, we do it only for some test structures. Comparisons and observations for all other structures on the validation board are provided in the complete report [9]. We can state that the models obtained following the formal procedure have accuracy acceptable up to about 30 GHz, and that is sufficient for the analysis of PCB links for 30 Gbps NRZ signals.
现实30 GHz以上(免费)
研究30 GHz以上的s参数可能是这个项目最有趣的部分。如图40所示，在测量到的直道的插入损耗中观察到的第一个特性是33 GHz左右的谐振。在用TDNA和所有VNAs测量的s参数中观察到共振。众所周知，纤维织效应会由于周期性加载而引起共振。在这种情况下，我们应该以相同的频率观察反射:阻抗的周期性变化应该反射能量。在这种情况下，我们没有观察到如图40所示的反射参数的峰值。所以纤维编织的影响被排除了。当我们观察近端和远端串扰参数(NEXT和FEXT)时，我们观察到匹配峰值如图41所示。将连接与发射和传输线的单独模型进行分解的模型并没有预测到这种耦合。然而，发射的电磁分析表明，如图42和图43所示，在33 GHz时，能量在通孔之间的较宽间隙泄漏。
图40。3个微分连杆的微分插入损耗(左图)和反射损耗(右图)。
图41。3个差分链路的单端插入损耗(左下图)和近端串扰(NEXT，右上图)和远端串扰(FEXT)。
图42。微带发射时的瞬时功率流密度为33 GHz。电磁场被紧密间隔的拼接过孔所限制，但在带材一侧通过过孔之间较宽的间隙“泄漏”。
图43。沿迹线拼接过孔形成截止频率为29和32 GHz的波导。波可以在任何叠加层的波导中传播，如图所示。
能量只是泄漏到衬底集成波导(SIW)，由沿迹线排列的拼接孔形成，沿波导传播，并可以传输到结构中的所有其他端口。这种结构中的每一个平面对都形成SIW，并在带或微带线之外传输波。距离越远，发射的能量越多(距离越远，波的衰减越小)。对这种影响的分析需要对整个环节进行分析;这很耗时，但不是必须的。我们可以通过分析SIW的发射和评估截止频率来简单地预测这种行为。
请注意，条形线是具有两个参考平面的波导等电位必须始终被强制执行通过拼接孔在微波频率具有可预测的行为。为了将互连的频率范围扩展到40-50 GHz，以下是一些建议:
- 发射返回通孔应更接近信号通孔:通孔之间的距离可用于评估上部定位频率
- 带材一侧缝孔之间的间隙应尽可能小
- 沿带材的缝合孔应靠近带材。可通过SIW的截止频率来计算该距离，并评估通孔的效果以避免周期性加载
图44。INNER6层中弯曲条带线TDT响应的波纹。
图45。弯曲条形线中的瞬时功率流密度(左)-功率沿迹流和沿缝合孔形成的SIW(右)流动。
在测量中观察到的另一个特点是曲流条形线的TDT响应中的波纹，如图44所示。乍一看似乎是非因果关系，但实际上这是由发射孔的“泄漏”以及通过实平面和一排排拼接孔形成的SIW的能量传输引起的多径传播现象，如图45所示。功率沿条带和SIW传播，如图45的左右图所示。
最后，在INNER6层中测量两个不同条带线链路端口之间的耦合，如图46所示。理想情况下，耦合应该为零，但实际上它低于-70 dB，最高可达25-27 GHz，并在更高的频率下增长。为了减少这种耦合，应该在结构之间和整个板上放置更多的拼接孔。注意，这不仅适用于带钢参考平面，而且适用于所有平行平面结构;能量可以在任意一对平面之间传递。
图46。测量设置，以评估两个不同条带链路的端口之间的耦合(左)和耦合参数(右)。
结论
“成败在此一游”的验证过程[3]已成功应用于这个“实际的”分析-测量验证项目。到目前为止，在大多数结构上，可接受的分析-测量相关性已达到30 GHz。从技术上讲，这足以可靠地分析28-32 Gbps链路。
发射和参考平面拼接定位的设计降低了30 GHz以上的相关性。即使对于简单的验证板，这些效果也很难模拟或预测。此外，精确预测PCB在毫米带宽高达40-50 GHz的PCB行为，具有典型的迹宽和低成本制造工艺，具有较大的几何变化是非常雄心勃勃，甚至可能是不可能的。在分析中包含所有这些变化实际上是不可能的，因为缺乏板几何和材料参数的统计分布。除了统计上的制造变化外，在横切过程中还发现了微带轨迹几何的相当大的差异。底线:不要期望与低成本制造过程和没有横截面的板的优秀分析-测量相关性!为了将可预测性提高到40-50 GHz，应大幅降低制造公差，或增加迹线宽度，并使用更均匀的介质(或以上全部)。
信号完整性问题的特殊性也对测量设备提出了非常严格的要求:低频和高频的精度同样重要。现实情况是，并非所有的测量设备都能满足这样的要求。任何计划购买设备(或EDA工具)的人都应该先尝试，而不考虑供应商的配置文件，并让软件或团队中的专家评估s参数的质量和有效性。验证板是很好的工具。测量和EDA工具可能非常昂贵，而且不像供应商声称的那样准确。测量设备和部件的选择造成了该项目的重大延误。以下是其他一些实际观察:
- 确定的介电参数非常接近供应商的规格
- 导体粗糙度是信号退化的主要因素，没有适当的导体粗糙度模型的分析是无用的
- 因果Huray-Bracken导体粗糙度模型在损耗和TDR阻抗之间提供了良好的相关性
- 横断面显示，微带线非常接近调整的轨迹几何由制造商提供，然而，微带横截面有很大的不同
- 测量应提前计划，以确保所有匹配部件(电缆/连接器)
- 布局需要在制造前后仔细检查
- 堆叠和网络的命名应该在整个设计/制造周期中保持一致
- 为了简化比较，端口编号在模型和测量中应该一致
这是一个正在进行的项目，我们将继续调查获得的数据，为下一个验证板做准备。我们预计它实际上可以达到40 GHz!
这篇文章是一个编辑版本的DesignCon 2018荣获最佳论文奖。
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致谢
作者感谢Ingvar Karlsson, Kunia Aihara, Davood Khoda, Kenneth Jonsson, Matti Nuutinen在这个漫长的项目中提供的宝贵帮助。
参考文献
- 刘国强，刘国强，刘国强，低成本FR-4板互联参数的测量辅助电磁提取，设计与应用，2009。
- 杜汉姆，李，S.麦克莫罗，Y. Shlepnev, 2.4mm设计/优化的50 GHz材料表征，设计con2011。
- Y. Shlepnev，沉或游在28 Gbps, PCB设计杂志，2014年10月，第12-23页。
- w·贝耶恩，y·c。Hahm, J. Ren, D. Secker, D. Mullen, Y. Shlepnev，经验教训:如何为50 Gbps及以上的数据速率制作可预测的PCB互连，DesignCon2014。
- Y. Shlepnev，基于gms参数的宽带材料模型识别，2015年IEEE第24届电子封装与系统电气性能会议(epep '2015)，圣何塞，2015。
- Y. Shlepnev, Y. Choi, C. Cheng, Y. Damgaci，短脉冲传播技术的缺陷和可能的改进，2016年IEEE第25届会议关于电子封装和系统的电气性能(epep '2016)， pp. 141-143, 2016年10月23-26日，加州圣地亚哥。
- 信号完整性:频率范围很重要!，Anritsu app note
- 基于gms参数的PCB材料识别对测试夹具变化的敏感性Simberian应用注#2010_03．
- M. Marin, Y. Shlepnev, 40 GHz PCB互连验证:期望与现实-完整的报告和解决方案，可按要求提供。
作者(年代)传记
Marko马林他是瑞典斯德哥尔摩Infinera Metro HW的电子设计工程师，在那里他专注于高速串行设计，SI/PI建模和使用EDA工具和测量设备的表征。在2016年加入Infinera之前，他在Ericsson Digital HW担任信号完整性工程师。Marko拥有瑞典斯德哥尔摩皇家理工学院电气工程硕士学位
看门人尤里Shlepnev他是simbeian Inc.的总裁兼创始人，在那里他开发了Simbeor电磁信号完整性软件。1983年获得新西伯利亚国立技术大学无线电工程硕士学位，1990年获得西伯利亚国立电信与信息学大学计算电磁学博士学位。他是Eagleware公司电磁模拟器的主要开发者，也是Mentor Graphics公司用于模拟信号和配电网络的电磁软件的主要开发者。他的研究成果发表在多篇论文和会议论文集上。
